深入透彻的讲解BUCK电源电感电流纹波率 r 的取值

深入透彻的讲解BUCK电源电感电流纹波率 r 的取值

今天我们来讲一下BUCK电源的电感电流纹波率r的取值，可能有的朋友在计算BUCK电感量时（）

都是以 r=0.4 来取值的，也有的是按照r=2来取值的，或者其他的取值。那么纹波率的取值不同，影响到的是什么呢？为什么要引入纹波率r这个概念呢？那么本文就和大家一起深入透彻的讨论这个问题，并用实际的例子，来量化，看看纹波率r的取值依据到底是什么。希望通过本文的讲解，让工程师们有更深的理解，如果能帮助到大家，深感荣幸。

在阅读本文前，需要大家对BUCK拓扑的基本工作原理以及电感的工作模式有一定的了解。如果大家有需求，欢迎留言，会在以后的文章中给大家介绍。

我们知道，对于BUCK电源来说，最主要的核心器件就是电感。而电感有三种工作模式，分别是断续模式（DCM）、临界连续模式（BCM）、连续模式（CCM）。

我们用一副图来表示，方便大家对比。那么，纹波率r表示的是什么意思呢？用书本上的表达是：

那么它代表的意思是：电流纹波/直流分量。这里注意，一般纹波率r只在BCM和CCM模式下才会谈到。另外，需要注意的一个概念，就是交流分量是这么来定义的：

之所以有以上这2个公式，其实是从伏秒定律推导的，而伏秒定律只在BCM和CCM模式下才是满足的，这也间接说明了为什么纹波率r值在BCM和CCM模式下才会谈到的原因。

另外，根据基本的电感方程 可推导出电感量公式（ton）：

那么，如果这个电感工作在BCM模式下的话，由于ΔI=2*Io，那么公式可以变为：

                                            （2）

根据（1）式可知，ΔI=r*Io那么分母下面的2其实就是纹波率r了。所以，关于电感量的计算公式还可以写作下面这样的形式：

                                                   （3）

那么，我们在设计BUCK电感量时会必不可少的用到（3）式来计算电感量，但是，纹波率r的取值依据是什么呢？我们知道，r的取值范围：0~2（这里需要知道，r≠0，是因为BUCK电源工作原理是必须有纹波存在才能稳定工作）。然而，当r往大了取值的话，电感量L就会小，但是Ipk会大。为什么呢？这里我们举个例子：

假设一个BUCK电源的负载范围：Io=0A~2A。如果我们按照Io=2A时刚好工作在BCM模式下的话，就是下面这个波形：

如果我们按照Io=1A时刚好工作在BCM模式下的话，那么当满载时，就是下面这个波形：

通过以上2个图形，就印证了刚才说的那句话：当r往大了取的话，Ipk值就会大。那么，Ipk大的话，对于电感为了不出现饱和，磁芯要大，那么成本不就高了嘛。但是，根据 公式可知，当r往大了取的话，电感量L就会变小，然而，电感量小，电感体积是变小的。同样的道理，当r往小了取的话，Ipk虽然小，但是L变大了。

那么问题来了，r的取值到底多大合适呢？怎么才能让电感的整体体积相对来说更优啊。

从刚才的分析可知，r的改变同时影响了2个变量：L和Ipk，那么有没有一种变量，可以让r的改变只影响到这一个变量，再通过这一个变量来取它的最优解呢？

值得开心的是，是有这个变量的，这就是电感的能量公式：

那么为什么会想到这个公式呢？其实它能把电感量L和电流I联系起来，用一个能量的公式来表达。由于r的改变同时影响的是L和Ipk，那么电感能量公式就可以写成这样子的：

                                    （4）

这里可能有朋友会有疑问，为什么非要用电感能量公式来把L和Ipk联系来呢？其实一个电感的体积表示了它所存储能量的能力，不信你看下面这个公式：

 （5）

其中，μ--磁导率，A--磁芯截面积，l--磁路长度，H--磁场强度，B--磁感应强度，N--匝数，V--磁芯体积。同时可知，V=Al；B=μH；（该公式的推导过程是这样子的：，而磁动势F有这样的公式：，所有，）。

通过（5）式可知，电感的能量处理能力的大小是和体积息息相关的。这就是我们要用电感能量公式来把L和Ipk联系起来，用来求出r值最优解的原因了。

好了，我们解释了为什么用电感能量公式来求纹波率r值。还要知道一个公式：

                         （6）

把公式（3）（6）代入到（4）式中得：

        （7）  

当一个BUCK电源工况和f确定后，那么，上式中的前面一整项可以看做一个常量，所以上式可以看作是电感峰值能量Epk关于纹波率r 的一个函数了。

假设给出一个已知条件的话，那么这个函数的曲线如下图所示：

根据上面这个曲线图可以看出来，当r=0.3~0.5时，会有一个物理意义上的拐点。也就是说，这条曲线变化趋势拐了个弯，此时如果r再继续增大的话，电感对应的能量处理能力不会明显下降了，换句话说，当r在0.3~0.5以后，电感体积减小的不是特别明显，但还是有一点的，这个我们待会儿去谈。

r=0.3~0.5 其实就一般我们工程中常用的取值范围了，而r=0.4是最常见的。到了这里，我们其实已经把r值的取值依据讲明白了。如果某些过程还是存在疑问，请大家扫二维码，把问题提交给客服。

到了这里其实我们还遗留几个问题没有解答。正如刚才所说，既然r值在0.3~0.5以后，还有一点点电感体积上的争取空间的话，为什么一般不继续取大一点呢？其实这是因为当r值继续取大的话，Ipk值就大了，电解电容上的纹波电流就大，那么，由可知，当Ipk变大时，电解电容的发热量也就大了。也就是说，r值的选取其实是有电感体积和电容发热量相互权衡的这层关系，这也是最终完全截止了r值在0.3~0.5的范围内取值的原因了。

可能有的朋友会有疑问，为什么看到有的人在设计BUCK电感时，r值是1，或者1.5，甚至是2呢？这其实也很好解释，因为对于有的高频BUCK来说，不能用ESR大的电解电容，而是用瓷片电容。而瓷片电容不存在ESR大的因素，所以，刚才分析的纹波电流大发热量大的问题就不存在了。那么，很自然而然的，就把r值取到很大了。

MOSFET讲解（17）

MOSFET讲解

接下来接着看12N50数据手册。

上面这个参数是MOSFET的热阻，R_BJC 表示MOS管结温到表面的热阻，这里我们知道R_BJC=0.75。热阻的计算公式：，其中，Tj表示MOSFET的结温，最大能承受150℃

Tc表示MOSFET的表面温度。

通过上面公式可以计算一下，表面温度在25℃的情况下，管子能承受的功率：，P=166W。

数据手册上给到的数据来看，当Tc=25℃时，MOSFET的功率可以达到165W，是符合刚才的计算的，这里的误差是正常的，厂家在数据手册上写的数据也是通过这个计算出来的。

我们要知道，热阻越大，结温和表面顶部温度的温差就越大，也就是说，热阻越大里面的温度散热没有那么快。这里指的是没有加散热片的热阻，如果实际板子上加了散热片，热阻也会变小。

一般数据手册给到的电气参数都是在环境温度25℃条件下测试的。

BV_DSS：漏源之间的雪崩电压。测试条件：Vgs=0V，I_D=250uA。给DS端不断加电压，此时I_D漏电流会增大，当ID达到250uA时，此时的DS电压即为雪崩击穿电压。这里的雪崩击穿电压最小值是500V.

V_GS(th)：阈值电压。测试条件：V_DS=V_GS，I_D=250uA。不断提高V_GS电压同时也提高V_DS电压，此时看I_D电流的变化，如果I_D达到250uA时，此时的V_GS电压就是MOSFET的阈值开启电压了。最小值是3V，最大值是5V。离散性太大，可以不用太关心这个数据。

I_DSS：漏极漏电流。测试条件：V_DS =500V，V_GS=0V。泄露电流随温度增加而增大，漏电流也会造成功耗，P=I_DSS*V_DS，一般忽略不记。

I_GSS：栅极漏电流。测试条件：V_GS=±30V，V_DS=0V。

R_DS(ON)：导通电阻。测试条件：V_GS=10V，I_D=5.75A。通常I_D都是最大电流的一半，测到的DS之间的导通电阻。

g_fs：正向跨导。测试条件：V_DS=30V，I_D=5.75A。数字越大，频率响应越高。

Qg：总栅极充电电荷量。这个大小直接决定了开关速度。如果让管子开通，栅极电压肯定上升，电压的上升需要Qg这么大的电荷量。电荷量越大，表示开通的时间就越长。这个数据越大，表示MOSFET内部并联的就多。那么，对于高压的管子来说，Qg肯定就小；低压的管子，Qg肯定就大。同时，Qg越大，Rdson肯定就越小；Qg越小，Rdson越大。

Ciss：输入电容，Cgs+Cgd。影响MOSFET的开关时间，数据越大，开关越慢，开关损耗就越大，但是EMI特性就越好，反之亦然。

Crss：反向传输电容（也叫米勒电容），Cgd。影响的是，当漏极有异常高的电压时，通过Cgd传输到MOSFET的栅极能量的大小。比如在做雷击测试时，会有一定的影响。对关断稍微有影响。

Coss：输出电容，Cgd+Cds。对关断稍微有影响。

t_d(on)：开通延时时间。是漏极到源极开通延时的时间。

tr：上升时间。是漏源电流的上升时间。

实际上，上面这些参数都是与时间相互关联的参数，那么开关速度越快，对应的有点是开关损耗小，效率高，温升低。对应的缺点是EMI特性不好，MOSFET的关断尖峰过高，这是由于MOSFET关断瞬间的体二极管有反向恢复时间。

Is：漏源最大电流。在选型时，需要注意实际工作温度对它的影响。

V_SD：源极到漏极的正向导通压降。这个电压越高，表示体二极管的续流损耗就越大。

trr：体二极管反向恢复时间。

Qrr：体二极管反向恢复充电电量。与充电时间成正比的，越小越好。

MOSFET讲解（5）

MOSFET讲解

上面是一个正常情况下，电容两端电压的充电波形。但事实上，MOSFET除了在GS端存在电容之外，它还有GD电容，DS电容。那么，GD之间的电容，我们把它称之为米勒电容，实际上米勒电容有一个米勒效应的。

米勒效应，实际上是有一个固有的转移特性。在这个转移特性里面有什么关系呢？就是：栅极的电压Vgs和漏极的电流Id保持一个比例关系。

其实，对于MOSFET来说，有一个起始开通电压，叫做Vth。

当MOSFET达到起始开通电压Vth之后，Id就开始有电流了，但是这个时候，电流小，然后Vgs电压继续上升，Id也会继续上升，当上升到米勒效应的时候，就会发生固有转移特性。

我们知道了，当gs电容的电压达到Vth时，Id有电流的，就表示有通路，那么栅极的电压就有了另一条通路了。

也就是上面这幅图中紫色的这条通路。那么GS电容在达到Vth之后，会继续上升，当到达t2时刻时，Id电流就达到最大了，也可以说电流保持不变是吧。那么，既然漏极的电流保持不变，根据固有转移特性，是不是栅极电压也保持不变啊（固有转移特性：栅极电压Vgs和漏极电流Id保持一个比例关系）。

我们把栅极电压不变的这段区域叫做米勒平台区，而且MOSFET处于放大状态。那么会有人有疑问了，既然是达到放大状态，为什么电流能达到最大值呢？这和内阻分析法不是有矛盾吗？实际上是没有矛盾的。

我们用三极管来举例:

假设上面这个三极管处于饱和导通状态，放大倍数β=100，当be流过1mA电流时，Ic的电流是100mA。由于三极管处于饱和导通状态，那么C极的电位是0.3V的饱和压降，那么，根据上面这个电路图来看，如果忽略CE压降的话，根据欧姆定律：Ic=12V/100R=120mA。但实际上三极管所能达到的最大Ic电流是100mA。那么，我们来看看三极管饱和导通时的功耗问题。

饱和导通：

Ib=1mA，Ic=100mA

三极管功耗：

b极功耗：0.7V*1mA

c极功耗：0.3V*100mA

很明显，三极管在饱和导通时，功耗不大。那么，再来看一下三极管放大状态时的功耗。

由于三极管的射极电压跟随，输出电压是5V，而左边是12V（忽略100R压降），那么CE压差就是7V了。此时三极管处于放大导通状态，而三极管的be电流还是1mA。

放大导通：

Ib=1mA   Ic=100mA

三极管功耗：

b极功耗 0.7V*1mA

c极功耗 7V*100mA

根据上面的分析，三极管放大状态的功耗是饱和状态的23倍。三极管在放大导通状态下，C极电流是具有100mA的输出能力的。但是，一般情况下，我们都是降额使用，否则会发热损坏掉。所以，三极管工作在放大状态，就特别要考虑功耗问题。

我们再回到之前的MOSFET放大状态，对于MOSFET来说，它的Id电流其实是受后级负载决定的，不是工程师所能控制的。但是MOSFET在开通过程中，必须要经过这个放大区，只不过这个放大区功耗特别的大，所以就需要这个放大区的时间就要特别的短。MOSFET在这个区域特别危险，坏的最多。

三极管和MOSFET从关断到完全饱和导通的过程中，中间必然会经过放大区。为什么说三极管也是经过放大区呢？比如说，我们把三极管设计在饱和导通状态。我们说在理想情况下，三极管的输入信号是这样子的。

但是，这只是理想。事实上，由于受驱动能力的影响，都做不到90°上升。实际上数字器件也有一个斜率的问题，只不过有时间的长短。

严格的说，它的波形是一个梯形的，并不是一个方波。

假设驱动电压上升到一个很小的值，比如说0.7V附近的时候，虽然达到了三极管的开通阈值电压，但是回路中有一个电阻，电流就很小，小到什么程度呢？大概只有nA级，是一个上升的过程。1nA  10nA  1uA  100uA  500uA  1mA最后到饱和导通，但是中间必然经过放大区，但是这个放大区的时间极短。所以说三极管也不怎么容易坏。但是MOSFET它不是，它的时间比较长，所以就容易坏。

深入讲解TTL门电路工作原理

深入讲解TTL门电路工作原理

在硬件电路中，大家可能会用到逻辑门这样的数字器件，然而对于这样的数字器件，内部工艺结构来份的话主要有2个大的分支：一个是晶体管构成的，另一个是场效应管构成的。很多工程师也听说过TTL电平和CMOS电平，其实就是指的由这两种工艺构成的逻辑门电路，可以对比大家常用开关管当中的三极管和MOS管，就容易区分了。

那么，今天就来先介绍一下TTL门电路。其实，TTL门电路也分很多种，比如说非门、与非门、或非门、与或非门以及OC输出的与非门。虽然种类多，但是基本的工作原理都是类似的。所以，接下来就介绍一个经典的TTL与非门电路，理解了它的基本工作原理，其他的自然也就知道了。

我们以74LS00这款集成芯片逻辑门为例，它内部就是由晶体管构成的。它的原理图符号如下图所示：

它的内部结构是什么样子的呢？如下图所示：

（图1）

我们先来认识这3个级：输入级、中间级、输出级。

（图2）

输入级：T1是多发射极晶体管，可以把它看成二极管构成的，如图2所示。所以根据图中就能看出来，输入级就是一个与门电路：Y’ = A·B。只有当A、B都为 1 时，Y’ 才会输出 1，其余Y’都为 0。

中间级：由三极管T2和电阻R2、R3组成。在电路的开通过程中利用T2的放大作用，为输出管T3提供较大的基极电流，加速了输出管的导通。所以，中间级的作用是提高输出管的开通速度，改善电路的性能。

（图3）

输出级：由三极管T3、T4、二极管D4和电阻R4组成。如图3所示，图3（a）是三极管非门电路，图3（b）是TTL与非门电路中的输出级。从图中可以看出，输出级由三极管T3实现逻辑非的运算。但在输出级电路中用三极管T4、二极管D4和R4组成的有源负载替代了三极管非门电路中的R4，目的是使输出级具有较强的负载能力。其中D4可以起到三极管be反向击穿的保护作用。

在理解了每一级工作原理后，下面结合整个内部电路一起分析它的工作逻辑。在下面的分析中假设输入高、低电平分别为3.6V和0.3V，PN结导通压降为0.7V。

1）A、B输入全为高电平≥2.0V（逻辑1）

如果不考虑T2的存在，则应有Vb1=VA+0.7≥2.7V。显然，在存在T2和T3的情况下，T2和T3的发射结必然同时导通。而一旦T2和T3导通之后，Vb1便被钳在了2.1V（Vb1=0.7×3=2.1V），所以T1的发射结反偏，而集电结正偏，称为倒置放大工作状态。由于电源通过R1和T1的集电结向T2提供足够的基极电位，使T2饱和，T2的发射极电流在R3上产生的压降又为T3提供足够的基极电位，使T3也饱和，所以输出端的电位为VY = Vce_sat ≈0.3V（＜0.4V）， Vce_sat为T3饱和压降。

可见实现了与非门的逻辑功能之一：输入全为高电平时，输出为低电平。

2）A、B任意一个输入低电平≤0.8V（逻辑0）

当输入端中有一个或几个为低电平（逻辑0）时，T1的基极与发射级之间处于正向偏置，该发射结导通，T1的基极电位被钳位到Vb1=VB+0.7≤1.5V。

1、当Vb1≤1.4时，T2和T3都截止。由于T2截止，由工作电源VCC流过R2的电流仅为T4的基极电流，这个电流较小，在R2上产生的压降就小，可以忽略，所以Vb4≈VCC = 5V，使T4和D4导通，则有：VY=Vce=VCC-Vbe4-Ud=5-0.7-0.7=3.6V。

2、当1.4V＜Vb1≤1.5V时，T2放大导通状态而T3依旧截止，所以在R2两端会产生压降，此时，Vb4 = VCC - V2，假设V2 ≤ 1.2V，那么VY=Vce=VCC-V2 - Vbe4-Ud=5-1.2-0.7-0.7≥2.4V。而实际上，逻辑门输出电平≥2.4V就认为是高电平。

可见实现了与非门的逻辑功能的另一方面：输入有低电平时，输出为高电平。

综合上述两种情况，该电路满足与非的逻辑功能，是一个与非门。

二极管扩散电容和势垒电容

什么是二极管结电容和反向恢复时间

二极管的结电容分两种：势垒电容和扩散电容。而一般数据手册给到的结电容参数，通常指的是势垒电容。

上面这个是ES1J超快恢复二极管数据手册的结电容参数Cj=8pF。同时我们知道，对于常用的二极管来说，它有普通整流二极管、快恢复二极管、超快恢复二极管、肖特基二极管等。那么什么是二极管的反向恢复时间呢？它和结电容之间有什么关系呢？下面列举常用二极管的反向恢复时间：

普通二极管：反向恢复时间一般 >500ns以上；

快恢复二极管：反向恢复时间一般在150ns-500ns之间；

超快恢复二极管：反向恢复时间一般在15ns-35ns之间；

肖特基二极管：反向恢复时间一般<10ns，也有个别在20ns这个量级。

我们一般都认为，二极管的反向恢复时间和它的结电容有关。结电容越大，反向恢复时间越长；结电容越小，反向恢复时间越短。也有人常说的快管和慢管。我们把这几种具有代表性的二极管结电容参数放在一起进行对比看看是否如上所述：

根据上面列的数据可以看出来，反向恢复时间并不和数据手册表示的结电容参数有关。那么，我们研究一下，这里的结电容和反向恢复时间到底指的是什么呢？正如一开始所讲的，二极管的结电容分为2种：势垒电容和扩散电容。下面就从这个角度出发，深入挖掘一下，从本质上理解它们的含义。

势垒电容

我们知道，P区空穴多，N区电子多，因为扩散，会在中间形成内建电场区。N区那边失去电子带正电荷，P区那边得到电子带负电荷。

当给PN结加上反向电压，内电场区的厚度随着反向电压的大小而改变。如果反向电压增大，那么内电场区厚度也增加，即内部电荷增多。反之，如果反向电压减小，那么内部电荷减少。

如果把PN结等效为右边的势垒电容这幅图的话，就相当于电容的充放电。PN结两端电压变化，引起积累在中间区域的电荷数量的改变，从而呈现电容效应，这个电容就是势垒电容。势垒电容的大小和外加反向电压有关，所以，不同反向电压下，势垒电容的大小也是不同的。

我们还是以ES1J数据手册里面的结电容Cj为例，厂家给了测试条件：VR=4V，f=1MHz。这里VR指的是反向电压，R指的是Reverse反向的意思。所以，二极管数据手册里面的结电容指的是势垒电容。那么，也就是势垒电容的大小和反向恢复时间没有直接联系。

这里再插入讲一下，对于势垒电容和扩散电容，确实不是很容易从直觉上理解，我们可以根据下面所讲的，从直观上这么来理解：

如果加反向电压的话，源的正极相当于把N区的电子吸过来；源的负极相当于把P区的空穴吸过去。它们各自的运动是背离的。这样，中间就构成了一个空间电荷区。为什么说是电荷区呢？因为当N区的电子被吸走后，它就带正电荷；P区的空穴被吸走后，它就带负电荷。所以，左边的正电荷和右边的负电荷构成了内电场。如果外加的反向电压越高，各自被吸走的电子和空穴也就越多，那么正负电荷也就越多，内电场也就越强。体现在中间的PN结，就是反向电压越高，厚度更宽。建立了一道厚厚的城墙壁垒，构成了势垒电容。下面来看一下什么是二极管的扩散电容。

扩散电容

什么是扩散电容：当有外加正向偏压时，在 p-n 结两侧的少子扩散区内，都有一定的少数载流子的积累，而且它们的密度随电压而变化，形成一个附加的电容效应，称为扩散电容。

我们根据它的定义，用一幅图来描述一下。

如果加正向电压的话，源的正极吸引对面N区的电子，同时排斥P区的空穴；源的负极吸引对面P区的空穴，同时排斥N区的电子。也就是异性相吸，同性相斥的原理。这样的话，正负极相互促进，一拉一推，电子和空穴就会相互移动并结合，产生了扩散运动。但是需要注意的是，在电子和空穴相互移动的时候，并不全部在PN结这个地方结合。而是越靠近PN结，结合的越多，还有一些漏网之鱼扩散到更远的地方结合，这就是扩散运动了。

扩散的空穴和电子在内部电场区相遇，会有部分空穴和电子复合而消失，也有部分没有消失。没有复合的空穴和电子穿过内部电场区，空穴进入N区，电子进入P区。

进入N区的空穴，并不是立马和N区的多子-电子复合消失，而是在一定的距离内，一部分继续扩散，一部分与N区的电子复合消失。

显然，N区中靠近内部电场区处的空穴浓度是最高的，距离N区越远，浓度越低，因为空穴不断复合消失。同理，P区也是一样，浓度随着远离内部电场区而逐渐降低。总体浓度分布如下图所示。

当外部电压稳定不变的时候，最终P区中的电子，N区中的空穴浓度也是稳定的。也就是说，P区中存储了数量一定的电子，N区中存储了数量一定的空穴。如果外部电压不变，存储的电子和空穴数量就不会发生变化，也就是说稳定存储了一定的电荷。这里的二极管外部电压指的是二极管正向电压VF稳定不变，其实它和正向电流IF成正比关系，也就是说，当正向电流IF稳定不变，电子和空穴的浓度也是稳定的。通过下面这幅图也能看出VF和 IF的关系。

但是，如果电压发生变化，比如正向电压降低，也就是电流减小，单位时间内涌入N区中的空穴也会减小，这样N区中空穴浓度必然会降低。同理，P区中电子浓度也降低。所以，稳定后，存储的电子和空穴的数量想比之前会更少，也就是说存储的电荷就变少了。

这就是电容。电压变化，存储的电荷量也发生了变化，跟电容的表现一模一样，这电容就是扩散电容了。

那这个电容大小是多少呢？

扩散电容：

扩散电容随正向偏压V按指数规律增加。这也是扩散电容在大的正向偏压下起主要作用的原因。

PN结电流方程：

如上所示，二极管的电流也与正向偏压按指数规律增加，所以，扩散电容的大小与电流的大小差不多是正比的关系。

可能有的人有这样的疑问：既然是少子构成的扩散电容，那么多子呢？

我们继续观察上面这幅图。少子，指的是左边N区的空穴，右边P区中的电子。但是也要知道N区还有更多的电子，P区还有更多的空穴。难道扩散电容和它们没关系吗？为什么是少子构成了扩散电容呢？我们看下面这幅图。

假如没有扩散作用，N区中电子是多子，且电子带负电，但是整个N区是电中性的，因为N区是硅原子和正五价原子构成，它们都是中性的。同理P区中空穴是多子，整体也是电中性的。

按照直觉上来认为的话，如果加上正向电压，就有了正向电流。N区的电子向P区移动，P区的空穴向N区移动，如果电子和空穴都在交界处复合消失，那么N区和P区是电中性的。

但直觉毕竟是直觉，事实是，电子和空穴有的会擦肩而过，电子会在冲进P区，空穴也会冲进N区。尽管P区有很多空穴，电子进入后也不会马上和空穴复合消失，而是会存在一段时间。这时如果我们看P区整体，它不再是电中性了，它有了净电荷。电荷数量就是还没有复合的电子数量，也就是少数载流子的数量。同理，N区也有净电荷，为少数载流子空穴的数量。

所以说，扩散电容是少数载流子的积累效应。