MOSFET讲解（17）

MOSFET讲解

接下来接着看12N50数据手册。

上面这个参数是MOSFET的热阻，R_BJC 表示MOS管结温到表面的热阻，这里我们知道R_BJC=0.75。热阻的计算公式：，其中，Tj表示MOSFET的结温，最大能承受150℃

Tc表示MOSFET的表面温度。

通过上面公式可以计算一下，表面温度在25℃的情况下，管子能承受的功率：，P=166W。

数据手册上给到的数据来看，当Tc=25℃时，MOSFET的功率可以达到165W，是符合刚才的计算的，这里的误差是正常的，厂家在数据手册上写的数据也是通过这个计算出来的。

我们要知道，热阻越大，结温和表面顶部温度的温差就越大，也就是说，热阻越大里面的温度散热没有那么快。这里指的是没有加散热片的热阻，如果实际板子上加了散热片，热阻也会变小。

一般数据手册给到的电气参数都是在环境温度25℃条件下测试的。

BV_DSS：漏源之间的雪崩电压。测试条件：Vgs=0V，I_D=250uA。给DS端不断加电压，此时I_D漏电流会增大，当ID达到250uA时，此时的DS电压即为雪崩击穿电压。这里的雪崩击穿电压最小值是500V.

V_GS(th)：阈值电压。测试条件：V_DS=V_GS，I_D=250uA。不断提高V_GS电压同时也提高V_DS电压，此时看I_D电流的变化，如果I_D达到250uA时，此时的V_GS电压就是MOSFET的阈值开启电压了。最小值是3V，最大值是5V。离散性太大，可以不用太关心这个数据。

I_DSS：漏极漏电流。测试条件：V_DS =500V，V_GS=0V。泄露电流随温度增加而增大，漏电流也会造成功耗，P=I_DSS*V_DS，一般忽略不记。

I_GSS：栅极漏电流。测试条件：V_GS=±30V，V_DS=0V。

R_DS(ON)：导通电阻。测试条件：V_GS=10V，I_D=5.75A。通常I_D都是最大电流的一半，测到的DS之间的导通电阻。

g_fs：正向跨导。测试条件：V_DS=30V，I_D=5.75A。数字越大，频率响应越高。

Qg：总栅极充电电荷量。这个大小直接决定了开关速度。如果让管子开通，栅极电压肯定上升，电压的上升需要Qg这么大的电荷量。电荷量越大，表示开通的时间就越长。这个数据越大，表示MOSFET内部并联的就多。那么，对于高压的管子来说，Qg肯定就小；低压的管子，Qg肯定就大。同时，Qg越大，Rdson肯定就越小；Qg越小，Rdson越大。

Ciss：输入电容，Cgs+Cgd。影响MOSFET的开关时间，数据越大，开关越慢，开关损耗就越大，但是EMI特性就越好，反之亦然。

Crss：反向传输电容（也叫米勒电容），Cgd。影响的是，当漏极有异常高的电压时，通过Cgd传输到MOSFET的栅极能量的大小。比如在做雷击测试时，会有一定的影响。对关断稍微有影响。

Coss：输出电容，Cgd+Cds。对关断稍微有影响。

t_d(on)：开通延时时间。是漏极到源极开通延时的时间。

tr：上升时间。是漏源电流的上升时间。

实际上，上面这些参数都是与时间相互关联的参数，那么开关速度越快，对应的有点是开关损耗小，效率高，温升低。对应的缺点是EMI特性不好，MOSFET的关断尖峰过高，这是由于MOSFET关断瞬间的体二极管有反向恢复时间。

Is：漏源最大电流。在选型时，需要注意实际工作温度对它的影响。

V_SD：源极到漏极的正向导通压降。这个电压越高，表示体二极管的续流损耗就越大。

trr：体二极管反向恢复时间。

Qrr：体二极管反向恢复充电电量。与充电时间成正比的，越小越好。

深入透彻的讲解BUCK电源电感电流纹波率 r 的取值

深入透彻的讲解BUCK电源电感电流纹波率 r 的取值

今天我们来讲一下BUCK电源的电感电流纹波率r的取值，可能有的朋友在计算BUCK电感量时（）

都是以 r=0.4 来取值的，也有的是按照r=2来取值的，或者其他的取值。那么纹波率的取值不同，影响到的是什么呢？为什么要引入纹波率r这个概念呢？那么本文就和大家一起深入透彻的讨论这个问题，并用实际的例子，来量化，看看纹波率r的取值依据到底是什么。希望通过本文的讲解，让工程师们有更深的理解，如果能帮助到大家，深感荣幸。

在阅读本文前，需要大家对BUCK拓扑的基本工作原理以及电感的工作模式有一定的了解。如果大家有需求，欢迎留言，会在以后的文章中给大家介绍。

我们知道，对于BUCK电源来说，最主要的核心器件就是电感。而电感有三种工作模式，分别是断续模式（DCM）、临界连续模式（BCM）、连续模式（CCM）。

我们用一副图来表示，方便大家对比。那么，纹波率r表示的是什么意思呢？用书本上的表达是：

那么它代表的意思是：电流纹波/直流分量。这里注意，一般纹波率r只在BCM和CCM模式下才会谈到。另外，需要注意的一个概念，就是交流分量是这么来定义的：

之所以有以上这2个公式，其实是从伏秒定律推导的，而伏秒定律只在BCM和CCM模式下才是满足的，这也间接说明了为什么纹波率r值在BCM和CCM模式下才会谈到的原因。

另外，根据基本的电感方程 可推导出电感量公式（ton）：

那么，如果这个电感工作在BCM模式下的话，由于ΔI=2*Io，那么公式可以变为：

                                            （2）

根据（1）式可知，ΔI=r*Io那么分母下面的2其实就是纹波率r了。所以，关于电感量的计算公式还可以写作下面这样的形式：

                                                   （3）

那么，我们在设计BUCK电感量时会必不可少的用到（3）式来计算电感量，但是，纹波率r的取值依据是什么呢？我们知道，r的取值范围：0~2（这里需要知道，r≠0，是因为BUCK电源工作原理是必须有纹波存在才能稳定工作）。然而，当r往大了取值的话，电感量L就会小，但是Ipk会大。为什么呢？这里我们举个例子：

假设一个BUCK电源的负载范围：Io=0A~2A。如果我们按照Io=2A时刚好工作在BCM模式下的话，就是下面这个波形：

如果我们按照Io=1A时刚好工作在BCM模式下的话，那么当满载时，就是下面这个波形：

通过以上2个图形，就印证了刚才说的那句话：当r往大了取的话，Ipk值就会大。那么，Ipk大的话，对于电感为了不出现饱和，磁芯要大，那么成本不就高了嘛。但是，根据 公式可知，当r往大了取的话，电感量L就会变小，然而，电感量小，电感体积是变小的。同样的道理，当r往小了取的话，Ipk虽然小，但是L变大了。

那么问题来了，r的取值到底多大合适呢？怎么才能让电感的整体体积相对来说更优啊。

从刚才的分析可知，r的改变同时影响了2个变量：L和Ipk，那么有没有一种变量，可以让r的改变只影响到这一个变量，再通过这一个变量来取它的最优解呢？

值得开心的是，是有这个变量的，这就是电感的能量公式：

那么为什么会想到这个公式呢？其实它能把电感量L和电流I联系起来，用一个能量的公式来表达。由于r的改变同时影响的是L和Ipk，那么电感能量公式就可以写成这样子的：

                                    （4）

这里可能有朋友会有疑问，为什么非要用电感能量公式来把L和Ipk联系来呢？其实一个电感的体积表示了它所存储能量的能力，不信你看下面这个公式：

 （5）

其中，μ--磁导率，A--磁芯截面积，l--磁路长度，H--磁场强度，B--磁感应强度，N--匝数，V--磁芯体积。同时可知，V=Al；B=μH；（该公式的推导过程是这样子的：，而磁动势F有这样的公式：，所有，）。

通过（5）式可知，电感的能量处理能力的大小是和体积息息相关的。这就是我们要用电感能量公式来把L和Ipk联系起来，用来求出r值最优解的原因了。

好了，我们解释了为什么用电感能量公式来求纹波率r值。还要知道一个公式：

                         （6）

把公式（3）（6）代入到（4）式中得：

        （7）  

当一个BUCK电源工况和f确定后，那么，上式中的前面一整项可以看做一个常量，所以上式可以看作是电感峰值能量Epk关于纹波率r 的一个函数了。

假设给出一个已知条件的话，那么这个函数的曲线如下图所示：

根据上面这个曲线图可以看出来，当r=0.3~0.5时，会有一个物理意义上的拐点。也就是说，这条曲线变化趋势拐了个弯，此时如果r再继续增大的话，电感对应的能量处理能力不会明显下降了，换句话说，当r在0.3~0.5以后，电感体积减小的不是特别明显，但还是有一点的，这个我们待会儿去谈。

r=0.3~0.5 其实就一般我们工程中常用的取值范围了，而r=0.4是最常见的。到了这里，我们其实已经把r值的取值依据讲明白了。如果某些过程还是存在疑问，请大家扫二维码，把问题提交给客服。

到了这里其实我们还遗留几个问题没有解答。正如刚才所说，既然r值在0.3~0.5以后，还有一点点电感体积上的争取空间的话，为什么一般不继续取大一点呢？其实这是因为当r值继续取大的话，Ipk值就大了，电解电容上的纹波电流就大，那么，由可知，当Ipk变大时，电解电容的发热量也就大了。也就是说，r值的选取其实是有电感体积和电容发热量相互权衡的这层关系，这也是最终完全截止了r值在0.3~0.5的范围内取值的原因了。

可能有的朋友会有疑问，为什么看到有的人在设计BUCK电感时，r值是1，或者1.5，甚至是2呢？这其实也很好解释，因为对于有的高频BUCK来说，不能用ESR大的电解电容，而是用瓷片电容。而瓷片电容不存在ESR大的因素，所以，刚才分析的纹波电流大发热量大的问题就不存在了。那么，很自然而然的，就把r值取到很大了。

MOSFET讲解（5）

MOSFET讲解

上面是一个正常情况下，电容两端电压的充电波形。但事实上，MOSFET除了在GS端存在电容之外，它还有GD电容，DS电容。那么，GD之间的电容，我们把它称之为米勒电容，实际上米勒电容有一个米勒效应的。

米勒效应，实际上是有一个固有的转移特性。在这个转移特性里面有什么关系呢？就是：栅极的电压Vgs和漏极的电流Id保持一个比例关系。

其实，对于MOSFET来说，有一个起始开通电压，叫做Vth。

当MOSFET达到起始开通电压Vth之后，Id就开始有电流了，但是这个时候，电流小，然后Vgs电压继续上升，Id也会继续上升，当上升到米勒效应的时候，就会发生固有转移特性。

我们知道了，当gs电容的电压达到Vth时，Id有电流的，就表示有通路，那么栅极的电压就有了另一条通路了。

也就是上面这幅图中紫色的这条通路。那么GS电容在达到Vth之后，会继续上升，当到达t2时刻时，Id电流就达到最大了，也可以说电流保持不变是吧。那么，既然漏极的电流保持不变，根据固有转移特性，是不是栅极电压也保持不变啊（固有转移特性：栅极电压Vgs和漏极电流Id保持一个比例关系）。

我们把栅极电压不变的这段区域叫做米勒平台区，而且MOSFET处于放大状态。那么会有人有疑问了，既然是达到放大状态，为什么电流能达到最大值呢？这和内阻分析法不是有矛盾吗？实际上是没有矛盾的。

我们用三极管来举例:

假设上面这个三极管处于饱和导通状态，放大倍数β=100，当be流过1mA电流时，Ic的电流是100mA。由于三极管处于饱和导通状态，那么C极的电位是0.3V的饱和压降，那么，根据上面这个电路图来看，如果忽略CE压降的话，根据欧姆定律：Ic=12V/100R=120mA。但实际上三极管所能达到的最大Ic电流是100mA。那么，我们来看看三极管饱和导通时的功耗问题。

饱和导通：

Ib=1mA，Ic=100mA

三极管功耗：

b极功耗：0.7V*1mA

c极功耗：0.3V*100mA

很明显，三极管在饱和导通时，功耗不大。那么，再来看一下三极管放大状态时的功耗。

由于三极管的射极电压跟随，输出电压是5V，而左边是12V（忽略100R压降），那么CE压差就是7V了。此时三极管处于放大导通状态，而三极管的be电流还是1mA。

放大导通：

Ib=1mA   Ic=100mA

三极管功耗：

b极功耗 0.7V*1mA

c极功耗 7V*100mA

根据上面的分析，三极管放大状态的功耗是饱和状态的23倍。三极管在放大导通状态下，C极电流是具有100mA的输出能力的。但是，一般情况下，我们都是降额使用，否则会发热损坏掉。所以，三极管工作在放大状态，就特别要考虑功耗问题。

我们再回到之前的MOSFET放大状态，对于MOSFET来说，它的Id电流其实是受后级负载决定的，不是工程师所能控制的。但是MOSFET在开通过程中，必须要经过这个放大区，只不过这个放大区功耗特别的大，所以就需要这个放大区的时间就要特别的短。MOSFET在这个区域特别危险，坏的最多。

三极管和MOSFET从关断到完全饱和导通的过程中，中间必然会经过放大区。为什么说三极管也是经过放大区呢？比如说，我们把三极管设计在饱和导通状态。我们说在理想情况下，三极管的输入信号是这样子的。

但是，这只是理想。事实上，由于受驱动能力的影响，都做不到90°上升。实际上数字器件也有一个斜率的问题，只不过有时间的长短。

严格的说，它的波形是一个梯形的，并不是一个方波。

假设驱动电压上升到一个很小的值，比如说0.7V附近的时候，虽然达到了三极管的开通阈值电压，但是回路中有一个电阻，电流就很小，小到什么程度呢？大概只有nA级，是一个上升的过程。1nA  10nA  1uA  100uA  500uA  1mA最后到饱和导通，但是中间必然经过放大区，但是这个放大区的时间极短。所以说三极管也不怎么容易坏。但是MOSFET它不是，它的时间比较长，所以就容易坏。

深入讲解TTL门电路工作原理

深入讲解TTL门电路工作原理

在硬件电路中，大家可能会用到逻辑门这样的数字器件，然而对于这样的数字器件，内部工艺结构来份的话主要有2个大的分支：一个是晶体管构成的，另一个是场效应管构成的。很多工程师也听说过TTL电平和CMOS电平，其实就是指的由这两种工艺构成的逻辑门电路，可以对比大家常用开关管当中的三极管和MOS管，就容易区分了。

那么，今天就来先介绍一下TTL门电路。其实，TTL门电路也分很多种，比如说非门、与非门、或非门、与或非门以及OC输出的与非门。虽然种类多，但是基本的工作原理都是类似的。所以，接下来就介绍一个经典的TTL与非门电路，理解了它的基本工作原理，其他的自然也就知道了。

我们以74LS00这款集成芯片逻辑门为例，它内部就是由晶体管构成的。它的原理图符号如下图所示：

它的内部结构是什么样子的呢？如下图所示：

（图1）

我们先来认识这3个级：输入级、中间级、输出级。

（图2）

输入级：T1是多发射极晶体管，可以把它看成二极管构成的，如图2所示。所以根据图中就能看出来，输入级就是一个与门电路：Y’ = A·B。只有当A、B都为 1 时，Y’ 才会输出 1，其余Y’都为 0。

中间级：由三极管T2和电阻R2、R3组成。在电路的开通过程中利用T2的放大作用，为输出管T3提供较大的基极电流，加速了输出管的导通。所以，中间级的作用是提高输出管的开通速度，改善电路的性能。

（图3）

输出级：由三极管T3、T4、二极管D4和电阻R4组成。如图3所示，图3（a）是三极管非门电路，图3（b）是TTL与非门电路中的输出级。从图中可以看出，输出级由三极管T3实现逻辑非的运算。但在输出级电路中用三极管T4、二极管D4和R4组成的有源负载替代了三极管非门电路中的R4，目的是使输出级具有较强的负载能力。其中D4可以起到三极管be反向击穿的保护作用。

在理解了每一级工作原理后，下面结合整个内部电路一起分析它的工作逻辑。在下面的分析中假设输入高、低电平分别为3.6V和0.3V，PN结导通压降为0.7V。

1）A、B输入全为高电平≥2.0V（逻辑1）

如果不考虑T2的存在，则应有Vb1=VA+0.7≥2.7V。显然，在存在T2和T3的情况下，T2和T3的发射结必然同时导通。而一旦T2和T3导通之后，Vb1便被钳在了2.1V（Vb1=0.7×3=2.1V），所以T1的发射结反偏，而集电结正偏，称为倒置放大工作状态。由于电源通过R1和T1的集电结向T2提供足够的基极电位，使T2饱和，T2的发射极电流在R3上产生的压降又为T3提供足够的基极电位，使T3也饱和，所以输出端的电位为VY = Vce_sat ≈0.3V（＜0.4V）， Vce_sat为T3饱和压降。

可见实现了与非门的逻辑功能之一：输入全为高电平时，输出为低电平。

2）A、B任意一个输入低电平≤0.8V（逻辑0）

当输入端中有一个或几个为低电平（逻辑0）时，T1的基极与发射级之间处于正向偏置，该发射结导通，T1的基极电位被钳位到Vb1=VB+0.7≤1.5V。

1、当Vb1≤1.4时，T2和T3都截止。由于T2截止，由工作电源VCC流过R2的电流仅为T4的基极电流，这个电流较小，在R2上产生的压降就小，可以忽略，所以Vb4≈VCC = 5V，使T4和D4导通，则有：VY=Vce=VCC-Vbe4-Ud=5-0.7-0.7=3.6V。

2、当1.4V＜Vb1≤1.5V时，T2放大导通状态而T3依旧截止，所以在R2两端会产生压降，此时，Vb4 = VCC - V2，假设V2 ≤ 1.2V，那么VY=Vce=VCC-V2 - Vbe4-Ud=5-1.2-0.7-0.7≥2.4V。而实际上，逻辑门输出电平≥2.4V就认为是高电平。

可见实现了与非门的逻辑功能的另一方面：输入有低电平时，输出为高电平。

综合上述两种情况，该电路满足与非的逻辑功能，是一个与非门。

用MT3540芯片设计BOOST电路（3）

用MT3540芯片设计BOOST电路

在理解了以上这些概念之后，我们现在可以来计算Boost电路的电感量L了。由于电感是储能元件，如果忽略自身电阻带来的损耗，可以几乎认为不消耗能量。所以，根据能量守恒我们知道，输入功率 = 输出功率，也就是说：，由于，

所以，                           （1）

这里再以BCM模式来分析：

其中，

我们知道，分析上面的波形能得到：

将（1）式带入到上式，得到：

经过变换得到：

我们可以通过上面这个公式来计算Boost电路的电感量了。假设一个Boost电路，Vin=5V，Vo=12V，Io=200mA，MT3540芯片的开关频率f=1.2 MHz。所以，

也就是说，在这样的电感量情况下，当负载在200mA时，电感刚好进入BCM模式。但是我们一般不这么来设计，如果最大负载Io=200mA，那么我们会按照它的一般左右来进行设计，也就是乘以一个0.5的系数。

选一个靠近5uH的标称电感，这里我们可以选择4.7uH的标称电感。

那么，为什么要把电感在负载的一半时，刚好工作在BCM模式来设计呢？

如果在满载Io=200mA情况下，电感刚好进入BCM模式时，Ipk=400mA。

如果在一半负载Io=100mA情况下，电感刚好进入BCM模式，

那么最大负载Io=200mA的CCM模式时，Ipk=300mA。

通过上面的分析可以知道，按照一半负载刚好进入BCM模式来设计的话，最大负载情况下的Ipk值是更低的。而电感的磁饱和电流是根据Ipk来的，Ipk值越大，磁芯的也越大，价格也越贵。

那么，可不可以按照最小的输出负载情况下，刚好进入BCM模式来设计呢？假如这样的话，根据电感量计算公式：，可以看出来，当Io越小时，电感量也就越大。而电感量越大，绕的匝数也就越多，同样价格会贵。所以电感是在Ipk和L之间取一个折中平衡，通常是按照负载的一半刚好进入BCM来设计。

所以，对于MT3540 Boost芯片的电感感量设计为什么取4.7uH，要做到心里有数。如果你真的取3.9uH，或者取5.5uH，不能说这个设计有问题，它是决定Boost电感在负载Io多大时，电感进入BCM模式。电感量越大，更容易工作在CCM模式；电感量越小，更容易工作在DCM模式。更准确的说，电感量越大，连续深度越深；电感量越小，连续深度越浅。

什么是连续深度呢？比如说，Boost电路的负载范围是0~200mA。如果按照200mA刚好工作在BCM模式，那么整个负载范围内都是工作在DCM模式；如果按照100mA刚好工作在BCM模式，那么在0~100mA工作在DCM模式，在100mA~200mA工作在CCM模式。那么，就表示按照100mA来设计的话，连续深度更深。

以上，我们把Boost电路最核心的器件电感给介绍了一遍，也知道了它的工作原理。对于其他的元器件，相对来说，更简单。

这里二极管要选用肖特基二极管，这是因为芯片的开关频率很高，高达1.2MHz。而二极管有反向恢复时间，也就是说，从正向导通到反向完全截止需要一定的时间，这个时间要极短才能满足这么高的开关频率。而1N5819就能满足这个要求。

分压电阻的选择。这个要根据MT3540对应的数据手册来看，因为这款芯片的FB反馈电压有三种：1.20V/1.23V/1.25V。我们这里按照1.20V来进行设计的。它的选择决定了Vo的输出电压大小。因为，所以。

由于这里的VFB=1.20V，所以一般在设计时，先确定R8，这里选择R8=2K，那么上面这个式子就只有一个未知数R3了。在确定R8时，要保证回路的电流大约1mA左右，如果对功耗要求高，也可以选择百uA级左右，但是电流不能太小，因为容易受干扰。

EN使能脚的上拉电阻是厂家直接指定的，可以不用去管它。

那么，对于输入输出电压一般的标配都是10uF+104。但是要切记，Boost输出电容一定要选择瓷片电容，而不是铝电解电容。这是由于瓷片电容的寄生参数小，在1.2MHz这样的高频下，保证输出都是稳定的。否则，Boost电路有很大可能无法正常工作。这都是经过实际调试验证过的。在电容选择好后还要测试它在最大负载下的输出纹波，来确定电容容量是否满足。一般输出电容都是按照经验值来取的，如果对输出电容的计算感兴趣，可以在后面的BUCK电路中再详细讨论。

上面就是最终设计的BOOST电路。