用MT3540芯片设计BOOST电路

在理解了以上这些概念之后，我们现在可以来计算Boost电路的电感量L了。由于电感是储能元件，如果忽略自身电阻带来的损耗，可以几乎认为不消耗能量。所以，根据能量守恒我们知道，输入功率 = 输出功率，也就是说：，由于，

所以，                           （1）

这里再以BCM模式来分析：

其中，

我们知道，分析上面的波形能得到：

将（1）式带入到上式，得到：

经过变换得到：

我们可以通过上面这个公式来计算Boost电路的电感量了。假设一个Boost电路，Vin=5V，Vo=12V，Io=200mA，MT3540芯片的开关频率f=1.2 MHz。所以，

也就是说，在这样的电感量情况下，当负载在200mA时，电感刚好进入BCM模式。但是我们一般不这么来设计，如果最大负载Io=200mA，那么我们会按照它的一般左右来进行设计，也就是乘以一个0.5的系数。

选一个靠近5uH的标称电感，这里我们可以选择4.7uH的标称电感。

那么，为什么要把电感在负载的一半时，刚好工作在BCM模式来设计呢？

如果在满载Io=200mA情况下，电感刚好进入BCM模式时，Ipk=400mA。

如果在一半负载Io=100mA情况下，电感刚好进入BCM模式，

那么最大负载Io=200mA的CCM模式时，Ipk=300mA。

通过上面的分析可以知道，按照一半负载刚好进入BCM模式来设计的话，最大负载情况下的Ipk值是更低的。而电感的磁饱和电流是根据Ipk来的，Ipk值越大，磁芯的也越大，价格也越贵。

那么，可不可以按照最小的输出负载情况下，刚好进入BCM模式来设计呢？假如这样的话，根据电感量计算公式：，可以看出来，当Io越小时，电感量也就越大。而电感量越大，绕的匝数也就越多，同样价格会贵。所以电感是在Ipk和L之间取一个折中平衡，通常是按照负载的一半刚好进入BCM来设计。

所以，对于MT3540 Boost芯片的电感感量设计为什么取4.7uH，要做到心里有数。如果你真的取3.9uH，或者取5.5uH，不能说这个设计有问题，它是决定Boost电感在负载Io多大时，电感进入BCM模式。电感量越大，更容易工作在CCM模式；电感量越小，更容易工作在DCM模式。更准确的说，电感量越大，连续深度越深；电感量越小，连续深度越浅。

什么是连续深度呢？比如说，Boost电路的负载范围是0~200mA。如果按照200mA刚好工作在BCM模式，那么整个负载范围内都是工作在DCM模式；如果按照100mA刚好工作在BCM模式，那么在0~100mA工作在DCM模式，在100mA~200mA工作在CCM模式。那么，就表示按照100mA来设计的话，连续深度更深。

以上，我们把Boost电路最核心的器件电感给介绍了一遍，也知道了它的工作原理。对于其他的元器件，相对来说，更简单。

这里二极管要选用肖特基二极管，这是因为芯片的开关频率很高，高达1.2MHz。而二极管有反向恢复时间，也就是说，从正向导通到反向完全截止需要一定的时间，这个时间要极短才能满足这么高的开关频率。而1N5819就能满足这个要求。

分压电阻的选择。这个要根据MT3540对应的数据手册来看，因为这款芯片的FB反馈电压有三种：1.20V/1.23V/1.25V。我们这里按照1.20V来进行设计的。它的选择决定了Vo的输出电压大小。因为，所以。

由于这里的VFB=1.20V，所以一般在设计时，先确定R8，这里选择R8=2K，那么上面这个式子就只有一个未知数R3了。在确定R8时，要保证回路的电流大约1mA左右，如果对功耗要求高，也可以选择百uA级左右，但是电流不能太小，因为容易受干扰。

EN使能脚的上拉电阻是厂家直接指定的，可以不用去管它。

那么，对于输入输出电压一般的标配都是10uF+104。但是要切记，Boost输出电容一定要选择瓷片电容，而不是铝电解电容。这是由于瓷片电容的寄生参数小，在1.2MHz这样的高频下，保证输出都是稳定的。否则，Boost电路有很大可能无法正常工作。这都是经过实际调试验证过的。在电容选择好后还要测试它在最大负载下的输出纹波，来确定电容容量是否满足。一般输出电容都是按照经验值来取的，如果对输出电容的计算感兴趣，可以在后面的BUCK电路中再详细讨论。

上面就是最终设计的BOOST电路。