用MT3540芯片设计BOOST电路（1）

用MT3540芯片设计BOOST电路

MT3540是一款Boost芯片，它的输入电压范围：2.5~5.5V，输出电压范围：最高28V（在Vin=5V，Io=100mA条件下）。最大负载电流：1.5A（在Vin=4.2V，D=50%条件下）。固定工作频率：1.2MHz。参考电压：1.20V/1.23V/1.25V（在选型使用时需要注意，查阅对应的数据手册）。

芯片总共5个引脚。按照数据手册所推荐的工作原理图来选择电容、电感、电阻、二极管，就可以了。

另外，厂家也给了布局建议。到目前为止，似乎不用知道太多，好像也能让电路正常工作，完成设计。对于一位刚毕业的大学生，只要会使用软件，也能完成这个设计。现实是，确实也有一部分工程师也是这么来做的。因为在公司里面，项目进度很紧张，或者杂事很多，被各种耽误。即使自己想深入研究，也力不从心或者无从下手，甚至用心去学习了，也不系统。很可能，随着年龄的增长，自己感到很焦虑。

那么，我们能否更深入一步呢？接下来我们就从Boost电路的拓扑结构开始讲起。

上面这幅图就是Boost电路的拓扑结构，SW开关在实际电路中用的是MOS管，这里是为了方便说明。L1是电感，D1是二极管，C1是电容，RL是假负载。我们现在就开始观察SW的两种状态：闭合和断开。

当开关闭合时：

当开关闭合时，后面的电路被开关短路了，可以忽略掉。此时就相当于一个电源和电感构成一个完整回路，Vin给电感充能（电感和电容一样，都是充放电。给电容充电就是以电场的形式存储能量；给电感充电就是以磁场的形式存储能量。放电也是同样的原理）。回路如下：

当开关闭合后，粉框内的电路被开关短路了，此时可以不看，只分析左边的回路。Vin给电感充能，根据电感的特性，会产生左正右负的自感电动势（电磁感应定律）。另外，电感还有一个特性：阻碍电流的变化。所以，电感上的电流会呈现一个斜向上的变化趋势：

（上面这个公式是根据电磁感应定律得到的，它是根据这个公式变换得来的：）

根据上图我们知道，在开关闭合期间，电感两端的电压是一个常数Vin，而电感确定后，它的感量L也是一个常数，所以，电感电流的变化率 di/dt也是一个常数，如果我们把它用一个波形表示，就是这样子的：

对于电感来说，它的电流有多大，磁场就有多强，储存的能量也就和流过它的电流成平方关系：（这个能量公式是这样推导的：W = P*t = U*I*t，由于每个时刻的电流都不同，所以需要对每个点功率进行积分，，这里面的u指的就是电感两端的电压，i就是流过电感的瞬时电流，我们知道，把这个带进刚才的能量积分公式，所以：）。

我们也说了，当开关闭合时，是给电感充能的。但是不能无止尽的充，因为对于电感来说，当电流高到一定程度，电感会出现饱和的（关于电感饱和，可以理解为电感磁芯没有抑制电流变化的能力了。饱和后电感就相当于一根导线，造成电源直接正负极短路）。所以，我们要选择一个合适的时间，把开关断开，不让电源给电感充能。什么时间合适呢？这是根据输出电压反馈回路来给的信号。

MOSFET讲解（12）

MOSFET讲解

管子的开通对另一个管子产生影响，造成误导通。怎么解决这个问题呢？

从干扰的几个因素来考虑：

1、首先从布局上，控制回路要特别小，Id回路也不能太大。

2、地线的干扰影响

3、GS阻抗的影响

4、MOSFET本身的特性的影响

那么，从原理图设计方面讲，可以在GS阻抗上改善。

比如，当下管关闭，上管开通瞬间，会在下管的G端产生一个干扰，让G端的电位上升。我们可以让R4阻值变小，分到更多的电流，直到干扰的电位远低于4.5V导通阈值。但这也会带来一个问题，下管的开通期间会一直有一个较大电流流过R4，而这不是我们所希望的。这种情况在低压时，会好很多，但是高压就不好做了。

开关损耗

在每一次开关过程中，产生的开通损耗和关断损耗。

控制信号的载频越高，则开关损耗越大。

将平台时间尽可能地缩短，当然前提是GD波形尽可能的不发生震荡。

控制信号的幅值大小，也会影响到Rdson的阻值。

最好大于12V，至少大于8V。

体二极管的续流损耗

这里以三相逆变桥电路举例

通过上面的三相六个桥臂的导通时序，来控制右边电机绕组的导通相序。上管斩波，下管恒通的方式进行速度控制。比如在某一时刻，M1 M2导通，其它4个管子截止，那么导通回路如下图所示：

对于电机绕组来说，U相和W相导通，V相悬空。

ON期间（上桥）：M1斩波，M2恒通

源 ----  310V

回路 --- 经过M1 --> U --> W --> M2 --> 310V的地

OFF期间（上桥）：M1斩波，M2恒通

电机的U V作为电感，是一个电流源，电流是不能激变的，并且要维持原来的电流方向不能突变。那么电流会经过M4的体二极管流过。

源：UW电感

回路：W --> M2 --> M4体二极管 --> 回到U端

电流源电感两端的压降被钳位在了0.7V---慢续流。慢续流的好处，因为电机一直有电流，所以平均输出功率就大。

续流期间是站在地上的。

ON期间（下桥）：M2斩波，M1恒通

源：310V

回路：经过M1 --> U --> W --> M2 --> 310V的地

OFF期间（下桥）：M2斩波，M1恒通

源：UW电感

回路：W --> M5 --> M1 --> U

续流期间是站在310V上的。

这种单桥臂斩波的管子，哪个管子发热会大呢？

MOSFET讲解（18）

MOSFET讲解

当Vds电压升高时，MOSFET寄生电容总体呈下降的。当Vds电压越低的时候，MOSFET寄生电容越来越大，尤其是Coss电容。那么，随着电压的升高，Coss下降的是最快的，相对来说，Ciss稍微稳定一些。这也就是为什么过了平台区之后，管子不怎么震荡了，这也和上面这幅图表达的含义有关系的。

上面这幅图相对来说比较关键。它是MOSFET工作的一个安全区域。MOSFET选型的合适与否，就要看上面这幅图。之前说的参数其实是静态的，那么这副图的参数是动态的。

在这条线的左下方都是安全工作区域。横坐标是V_DS，纵坐标是I_D。假设V_DS是100V，对应的I_D电流大概是1.7A左右，在实际测试中，就按照这个表中的数据进行对比，观察是否在MOSFET的安全工作区域内。

当V_DS电压在100V时，如果测到的I_D电流在2.1A~6A这个区间，那么MOSFET只能承受10ms，越往上时间越短。只要在实线区域内，MOSFET都是安全的，不受时间的限制。

VF转换电路的双阈值公式法计算

VF转换电路的双阈值公式法计算

上一篇文章我们计算出上面的阻容取值，让它的三角波频率在16KHz，但是采用的是一般工程应用中的估算法。那么本文根据以上的参数，通过详细的公式建立数学模型的方法来重新计算出它的实际工作频率，并看看三角波的高低阈值分别是多少，和估算法有多少差距。

根据上面的电路图，我们知道，当比较器输出高电平时，由于比较器的两个输入端是高阻抗，以及输出端是OC输出，三极管是断开的，所以上面的电路可以等效为：

根据KCL定律可得：

由于，

把I1、I2、I5带进（1）式中得：

根据KCL定律可得：

由于，

把I3、I4、I5带进（3）式中得：

（2）（4）联立方程组

可得：

当比较器输出低电平时，由于比较器内部是三极管。

这里以LM329为例，输出低电平的典型值按照0.25V计算的话，那么电路可以等效为：

根据KCL定律可得：

由于，

把I1、I2、I5带进（6）式中得：

又由于Vb=0.25V，带入（7）式可得：

也就是说，对应的三角波低阈值：

那么，当比较器输出高电平时，实际电容上的电压VcL是从1.333V开始充电，那么根据（5）式得：

此时，可以把电路看作B节点通过R4电阻对电容进行充电，那么对应的最大充电电流Ic_max为：

当VbL=2.91V时，对应的A点电位是：

此时由于V+=Va=2.86V，V-=Vc = 1.333V，所以V+ > V-，比较器输出高，电容充电。当电容上的电压VcH=3.008V时，此时VbH：

当VbH=3.16V时，对应的A点电位是：

所以，在比较器输出高电平时，电容的电压Vc 从1.333V充到3.008V，它的平均充电电流Ic：

由以上求出来的结果可知，三角波的低阈值VL=1.333V，高阈值VH=3.008V。

这也是电容Vc分别对应的高低阈值。所以，根据下面的等效电路，可以求出电容的最大放电电流If_max：

根据下面的等效电路，可以求出电容的最小放电电流If_min：

所以，在比较器输出低电平时，电容的电压Vc 从3.008V放到1.333V，它的平均放电电流If：

所以，toff时间：

ton时间：

所以，

而所以根据Qc = C*ΔV得：

由此可知，我们得到的容值和之前的估算法是一致的，也就是说三角波的工作频率就是16KHz。但是，不同的是三角波的高低阈值是有差异的，估算法：1.2V~2.8V，公式法：1.333V~3.008V。所以，最终我们可以得出结论：用更精确的公式法来计算三角波电路的阻容的话，最终得到的工作频率是能满足设计需求的，只不过三角波的高低阈值是有差异的。

最后，如果我们用上面的参数进行仿真的话，来验证看看是否一致。

通过上面的仿真波形来看，三角波的低阈值是1.317V，和我们计算的1.333V是非常接近的；三角波的高阈值是3.007V，和我们计算的3.008V也是非常接近的。

然而频率还会存在差异，这是由于平均充电电流采用的线性近似算法，如果建立数学模型，则需要更复杂的数学工具进行推导。而实际是需要匹配合适的电容，通过测量波形来选择合适的容值。

如果我们修改一下容值，就能得到想要的工作频率。当然，考虑到各种温漂的因素，实际波形还是会存在差异，这里我们需选用1%精度的电阻和C0G的I类陶瓷电容让工作频率更稳定。然而，在工程应用中，采用估算法是最效率的。

MOSFET讲解（9）

MOSFET讲解

　　我们上次讲了，怎么降低开关损耗：

1、增大Igs电流：减小栅极电阻；栅极驱动的电流能力要大，充放电2个方向。

2、提高Vgs驱动电压：±20V，±15V，±12V。

　　上面讲的方法，都可以把米勒平台的时间变短，最大的好处就是降低开关损耗。那么这种开关损耗的降低，会不会带来其它问题呢？

在米勒平台时间内，GS电流回路受GS电容、Cgd电容、Id、Vd、驱动电流Igs以及Layout回路大小、板级走线、MOSFET内部电感的影响。那么这些影响会让Vgs波形容易发生震荡。

其实，GS电流不仅仅受到Cgs电容影响，它还有另一条回路，也就是受到米勒电容Cgd的大小影响。

那么，之前我们也说了，米勒电容Cgd的大小其实也受漏极电压Vd的影响，Vd电压越高，Cgd越大；Vd电压越低，Cgd越小；也就是说GS电流也间接受到Vd电压的影响，Vd电压高，受米勒电容影响更大。

然而，对于高压管子来说，Vd越大，它的Id电流一般就小。也就是说，高压管子，米勒电容大，DS电流小，那么，高压的管子开通就会容易震荡。

同样的，对于低压管子来说，Vd电压低，米勒电容小，那么低压的管子，一般Id电流大，那么，低压的管子在关断的时候就会容易出现震荡。下面来进一步说明一下。

如上图所示。对于高压的管子来说，如果带PFC模块的话，一般Vbus电压都会达到390V、400V的样子。这么高的电压，MOS管在开通时，Vd就要从400V迅速降低到0V，所以漏极的dv/dt是很大的。如果米勒平台时间越短，那么dv/dt就会越大。同样的，对于低压的管子来说，如果米勒平台越短，那么di/dt就会越大。

总结一下，如果将米勒平台变短的话：

对于高压小电流管子的开通，dv/dt 大；

对于低压大电流管子的关断，di/dt 大。

　那么DS的迅速变化（dv/dt，di/dt），会通过米勒电容Cgd反馈到栅极，也会通过Cgs电容传递到栅极，影响到栅极的驱动波形，就会在栅极的平台区域出现干扰。也就是说，高压管子在开通过程中，DS内阻由无穷大变为很小；低压管子在关断过程中，DS内阻由很小变为无穷大。

结论：

低压大电流的系统，管子的关断比较难做；

高压小电流的系统，管子的开通比较难做。

高压管子开通时，为什么震荡呢？除了dv/dt引起的以外，还会由于LC引起的震荡，L是走线电感以及MOSFET的内部寄生电感；C就是Cgs和Cgd。这个震荡是没有办法根除的，只有减小这个震荡。这与栅极驱动电路走线和地的处理都有关系的；还与整个驱动回路的大小有关系，回路要尽量短；还与Id电流有关系。

如果在米勒平台区出现震荡，那么管子就会发热严重，容易损坏，不能抗冲击。所以，在GS电压确定的时候，栅极驱动电阻和米勒平台时间的关系，很重要了。

栅极电阻的取值：

高压管子： 栅极电阻 取百Ω级，100R~330R。

分析：高压管子内部是有很多个小管子串的，所以GS电容偏小，那么，栅极驱动电阻不能太小，否则平台时间短，dv/dt容易引起震荡，结果发热更大。那么，需要有一个大一点的电阻，但也不能是KΩ级的，否则平台时间按长，发热也大。从另一方面说，米勒平台是一个危险区域，希望快速通过，所以Igs驱动电流就要大。这个驱动电流Igs要和栅极电阻以及米勒电容匹配好，一般都是100R~330R。