MOSFET讲解（8）

MOSFET讲解

接下来我们讨论一下Igs电流。

由于下拉电阻R2比栅极驱动电阻R3大很多，所以，接下来分析时忽略掉下拉电阻，这个时候就要看电容了。刚开始充电的是时候，电容的电压为0。所以，最开始的充电电流就是12V/100R=120mA，这就是Igs最开始的充电电流。

那么，如果GS电容的电充满了，对于R2下拉电阻这条电路而言的电流就是12V/18K=0.67mA，是一个特别小的电流。通过分析，我们知道，Igs电流是和Vgs电压是反过来的。

上面这张图包含了MOSFET相关的一些波形关系，当然也是理想的波形图。另外，还有朋友在实测时，发现Vds电压波形与Id的电流波形是不同相位的，电流滞后于电压，这是由于电流探头精度不高引起的。电流探头上有一个频率，如果是Hz级别的，肯定是不行的，测不准的。电流能响应的开关频率要高才行，这样的探头要1万元左右，而且是有源电流探头，而价格低的电流探头延时性就很大。

虽然当米勒平台区过了之后，Vgs的电压会继续升高，但是随着Vgs的不断升高，Rdson还是会有变化，只有达到一定的电压了，Rdson才会达到数据手册上所宣称的阻值。实际上，根据大量的经验，一般我们认为当Vgs两端的电压达到10V以上时，Rdson才会达到最小值，如果再给一个余量的话，建议Vgs驱动电压差不多12V或15V，这也是因为这两个电压经常在电路中用到。

我们通过分析知道，MOSFET的米勒平台区域是最危险的区域。那么在整个MOSFET一个周期内，它的损耗有哪些呢？

t0-t1时刻，无损耗；

t1-t2时刻，有损耗，用平均电流Id/2*Vds；

t2-t3时刻，有损耗，用平均电压*Id；

t3-饱和导通时刻，有损耗；

饱和导通之后，导通损耗，Rdson*Id^2。

那么关断波形和开通是接近的，这里就不作分析了。

由于MOSFET在开通期间，既有电压又有电流，则存在开通损耗；那么在关断期间，也会有损耗，叫做关断损耗。

总结一下，MOSFET的四大损耗：开通损耗、关断损耗、导通损耗、续流损耗

由于Vbus电压和负载电流不能改变，所以开关损耗由米勒平台的时间决定的。要想降低开关损耗，就要缩短米勒平台的时间，减小栅极电阻的阻值，增大栅极驱动电流；提高栅极驱动电压；还有就是选择米勒电容的大小，也就是快管或慢管。

MOSFET讲解（7）

MOSFET讲解

接下来我们继续研究下面这幅图。

在t2~t3期间：放大区

在t3之后：饱和区

当饱和之后，Rdson很小，分压下来，漏极电压就会很低。

理论上Vds直线下降，但事实上是非线性的。在实际测试波形时，中间那一段非线性不一定能测得出来。那么，在t3时刻之后，Vds的曲线就如下图所示。

那么接下来讨论t3时刻之后，米勒效应就消失，固有转移特性结束。

当米勒效应消失，就只有原来的红色这条回路了。

实际上米勒电容和电压也有关系，Crss电容不是一成不变的，与漏极的电压也有关系，漏极电压越高，效应越明显；漏极电压越低，效应不明显。这就是为什么高压的管子怕米勒效应，低压的管子不怕，这都是和漏极电压有关系的。结论：高压系统中的管子，越要注意米勒效应。理论上讲，t3时刻之后，Vds就是Rdson两端的压降，待会儿再讨论这个压降还会受什么因素的影响。

我们知道，在米勒平台之后，只有红色这一条回路，Vgs电压继续上升，最终充到12V。

对于MOS管来说，放大区是危险区域。那么进入饱和区之后，还要深入去研究Rdson，也就是说，在饱和区内Rdson还会受到Vgs电压幅值的影响。为什么呢？理论上讲，过了平台区就完全饱和了，而平台区的电压比如说4.5V，那么5V就完全饱和了啊。但事实上，由于MOSFET内在的特性，Rdson还没达到最小，随着Vgs两端电压幅值的升高，Rdson还会继续降低。那么，是不是Vgs越大越好呢？实际上，当电压大于10V时，Rdson就变化不那么明显了。所以，一般我们都用12V 15V作为Vgs的驱动电压，一般情况下，Vgs不要超过±20V，否则管子会损坏。那么，一般为了降低导通损耗，就需要提高Vgs，这是因为P=I^2*Rdson。

不管是MOSFET还是三极管，幅值都需要限额，包括电压、电流、功率等。

这里顺便讲一下器件的电气特性。

器件的电气特性:

电压、电流、功率（器件本身的损耗）、封装

器件的极限：

dv/dt ，di/dt，峰值下对应的时间（不能承受太长时间）

根据刚刚的分析，t3时刻之后的一小段时间还是有一点点下降的，等到Vgs电压12V时，Rdson才会真正的是一条直线。

MOSFET讲解（14）

MOSFET讲解

无论上面并联MOS管也好，还是用二极管也好，实际上都会增加成本，主要因素还是因为续流。续流的时候为什么不能把下管导通呢？如果续流的时候把下管导通，不就可以从管子走了吗，也就是说从Rdson走了，而不是从体二极管走。我们续流的时候下管开通的方式，叫做互补输出的方式。

接下来研究互补输出方式。

从导通时序上来看：

这样所有的管子都有开关损耗，在大电流的场合，开关损耗占的比重就不大了，关键能把续流损耗减掉。

还是用上面这幅图来分析，先不看中间的一路桥臂M3 M6。

PWM on期间：

电源正出发 ---> M1  ---> U ---> W ---> M2 ---> 电源地

死区时间：

W出发---> M5体二极管---> 电源正---> 电源地---> M4体二极管---> U

电感作为电流源，Vbus电源作为负载，实现的是对电源充电，能量的回收。那么，看看电感两端的钳位电压：U相是-0.7V，W相是310V，电感的两端被Vbus电源所钳位，钳位电压很高，我们把这种钳位电压高的方式叫做快续流。也就说说，电流下降到0的时间更快，有可能一段时间内是没有电流的。

慢续流有可能整个周期内电流是更加连续的；

快续流有可能整个周期内电流是更加断续的。

快续流的方式，电机的平均功率要小。

MOSFET讲解（11）

MOSFET讲解

通过对上面回路的分析，我们认为，对于互补输出电路来说，下管关闭期间，上管瞬间导通，导致下管GS出现干扰，有可能下管误导通。比如说，下管的导通阈值是4.5V。如果干扰波形的幅值小于4.5V，这个是安全的。

误触发信号受哪些因素影响：

1、控制信号和Id电流回路太大；

2、地线的干扰影响；

3、GS阻抗的影响；

4、MOSFET本身特性的影响。

选择MOS管的考量因素：

1、高压管子：AC120V  DC170V以上的管子，建议使用高阈值的管子。

2、低压管子：a）大电流：用高阈值

b）小电流：用低阈值

接下来分析，在死区期间，下管导通是什么样的回路。

下管导通瞬间，上管是关闭的。那么下管导通瞬间，是发生在下管的Rdson从无穷大到很小的过程中的。

那么下管突然导通，M点的电压肯定会被拉低，既然被拉低，必然有一个回路存在。如下图所示：

当下管开通瞬间，会产生上面这条回路。必然对上管的栅极电压产生影响，也会导致在平台期间上管出现误触发。所以，要选择高阈值的管子更好一些。

总结性结论：

1、开通慢，关断快。

2、尽量选择高阈值的管子。

3、选择低阈值的管子。（消费类玩具等行业，低压小功率场合）

4、选择合适的平台宽度。

平台太宽，波形好，但是发热大；

平台太窄，波形不好，产生干扰，发热更大。

MOSFET讲解（16）

MOSFET讲解

接下来讨论低阈值管子的优势。那么，MOSFET的导通阈值低，它的好处就说对信号的幅值要求就小了。假设MOSFET的导通阈值是1V 或者2V，那么一个3.3V的单片机就可以搞定了。

那么，我们也知道，高阈值的管子开通的上升沿是很长的，从关断到完全开通需要t0-t4这个时间。那么低阈值MOSFET的好处就说，这个上升沿的时间变的更短。打个比方，假设高低阈值的两个管子，它的上升沿斜率都是一样的，那么，低阈值的管子，上升到开通阈值，花的时间就更短了，如下图所示，比如低阈值管子需要T1的时间，高阈值管子需要T2这么长时间。

所以，从开通时间这个角度来说，低阈值的管子，开关频率可以做到更高；高阈值的管子，开关频率可以做的更低。那么有的芯片把MOSFET做在内部，阈值做的很低，开关频率可以做得更高，也就是这个道理。

接下来讨论MOSFET的耐压问题。比如说一个100V耐压的管子，假设100V电压上有一个毛刺，毛刺的峰值可以达到120V，把这个电压加在MOSFET的漏极，MOSFET的漏极电压是不是就是120V呢？我们说，是不会到120V的，漏极电压依旧是100V。

MOSFET的漏极可以钳位超过它的耐压的电压。那么，如果用一个120V的直流持续加在MOSFET两端，这个MOSFET一定会热坏掉，会把MOSFET击穿。那么，一个120V的脉冲毛刺加在MOSFET两端，电压依旧是100V，但是管子会发热严重，也有可能会坏掉。所以，要合理的管子的耐压。对于低压管子，放30V的余量就够了；对于高压管子，放50V的余量就够了。这也要看MOSFET的标称耐压值是多少，综合考虑。

MOSFET 数据手册

12N50 这是一个高压MOSFET，12表示电流12A，50表示耐压500V。

这里大概说一下，有的人对着数据手册每个参数细节都要深扣，拼命的扣，这是一个好事，但问题是对于初学者来说，有没有必要在现阶段这么来做。就好比盖一栋大楼，有几种方式，打地基，搭框架，再搭隔层，再精装修，这种更科学更合理，我们学习也应该是这样子。现在最重要的是打基础，搭框架。还一种方式，就是基础一点一点的搭，搭了一点再搞精装修，然后接下去再往后不断地完善，这种方式肯定是耗时耗力，最终可能考虑不全，搭不好，人的精力是有限的，要在以后慢慢完善细节，这样才能学的透。那么，接下来简单的看一下数据手册。

我们看datasheet，它的电流并不是12A，实际上只能达到11.5A。Rdson=0.65Ω，那么，有的管子Rdson能到达50~60mΩ。实际上对于高压的管子来说，之所以能抗这么高的耐压，内部是很多个小MOSFET串联在一起的，所以电阻会有点大的。我们看一个管子，第一看耐压，其次看Id电流，第三看内阻Rdson，如果电流大 内阻小，那么这个管子也是偏贵的。如果低压的管子，电流大，内阻小，也是偏贵的。

那么这个管子650mΩ，性能不是特别的好，但是在有的场合也够用了，这也要根据具体的电路去合理的选型，只要够用就行。那么，我们也知道，一个MOSFET的Id电流和Rdson是有一个条件的，就说Vgs电压，达到这个Vgs阈值电压时，才能满足这个参数，所以在用这颗管子时，Vgs电压至少要高于10V才可以，那么这里可以用12V以上，对它的使用是没有多大影响的。

一般半导体器件都是和温度有关系的，所以，我们都默认在25℃环境温度下是这样子的参数性能。实际上随着环境温度的变化，这些参数都会发生变化，但是总要标一个静态值，供大家选型参考。

这个管子的V_GSS是±30V，但是也要知道，大部分的管子，它的V_GSS是±20V。在实际使用中，Vgs电压不能超过这个值，否则会损坏。

那么接下来看Id电流，它标了2个参数，一个是在25℃ ，一个是在100℃。那么在设计的时候，需要考虑这个温度因素，还要放一点余量。

I_DM=46A，表示短时间内可以抗这么大的电流。就好比一个人能短时间挑100斤的担子，如果长时间工作挑100斤，肯定是承受不了的。

Pd=165W，表示在25℃下，能达到这么大的功率。再看下面的1.33W/℃，表示环境温度每上升一度，功率减少1.33W。

dv/dt = 4.5 V/ns是体二极管的峰值反向恢复的电压。可以理解为它能承受的应力。也就是说，这个MOSFET不能关断的太快，如果关断太快，很高的dv/dt会把MOSFET给冲坏掉。

Eas = 460mJ，表示MOSFET所能承受的最高的峰值冲击能量，高于这个冲击能量，就会损坏。

那么，下面的温度-55℃~150℃，表示的是MOSFET在不通电情况下的存储温度。