BLDC无位置传感器控制的关键技术问题剖析

大家好，我是张飞实战电子的赵云老师，今天给大家讲解BLDC无位置传感器控制的关键技术问题剖析。

一、概述

在无刷直流电机控制系统中，位置传感器（如霍尔传感器等）虽然为转子位置提供了最直接最有效的检测方法，但是它们也使电机的体积变大，需要的信号引线增多，生产成本增加。在某些应用场合（如高温高压），位置传感器的不可靠性更带来了系统运行失效的风险。因此，人们致力于寻找无刷直流电机无位置传感器的控制方法。本文将讨论包括电机驱动方式、PWM 调制方式、转子位置检测方法等无位置传感器控制的关键技术。

二、电机驱动方式的选择

1、主功率电路驱动方式分析

无刷直流电机可以有多相结构，每种结构都可以用全桥或半桥电路来驱动，而全桥驱动又可分为星形和角形联结以及不同的通电方式。不同的选择会使电机及控制系统产生不同性能和成本。以应用最广泛的三相无刷直流电机为例，便有三相半桥驱动、三相星形全桥驱动、三相三角形全桥驱动等多种方式如下图一所示：

(a)半桥驱动方式                           (b)半桥驱动方式

图一：无刷直流电机驱动方式示意图

如上图一(a)所示，三相半桥驱动电路的特点是简单，但电机绕组的利用率很低，每个绕组只通电1/3周期的时间，另外2/3时间处于断电状态，绕组未能得到充分利用，其运行时转矩波动较大；对于要求较高的场合，一般采用三相全桥电路，如上图一(b)所示。

无论电机绕组采用何种联结方式，三相全桥驱动电路都有两两导通和三三导通两种通电方式。两两通电方式是指每一瞬间有两只开关管导通或调制，每隔60度电角度换相一次，每次换相改变一只开关管的状态，每只开关管导通120度电角度；三三通电方式是指每一瞬间都有3只开关管同时导通或调制，每隔60度电角度换相一次，每个开关管通电180度电角度。但是在三三通电方式中，对开关管的关断和导通顺序有严格的规定，稍有不慎便会造成上下桥臂同时导通，使直流电源短路而烧毁。

综上分析，本文采用三相星形全桥驱动电路，并采用两两导通的通电方式来探讨无位置传感器控制的关键技术。

2、六步换相法

无刷直流电机采用两两通电的三相星形全桥驱动方式后，每个电周期内换相六次，也即是我们常说的六步换相法。根据通电绕组的不同，将一个电周期平均分成6步，称为6个区间或6个状态，换相发生在两个相邻状态的切换瞬间，由开关管的切换完成。六步换相法的原理如下图二所示。

(a)六步换相每个状态对应的电流方向       (b)定子绕组反电动势波形及开关管导通顺序

图二：六步换相原理示意图

图二(a)显示了六步换相中每一步的电流流过电机绕组的方向，图二(b)显示了每一步电机绕组的反电动势波形及开关管的导通情况。各开关管的导通顺序是V1V4、V1V6、V3V6、V3V2、V5V2、V5V4、V1V4……当V1和V4导通时，电流从V1流入A相绕组，再从B相绕组流出，经V4流回电源，在这个状态中，C相绕组是不通电的，即处于悬空状态。每一状态上都有两相绕组通电，另外一相绕组悬空，这是六步换相法的重要特征，我们该篇文章将要讨论的无位置传感器控制就是基于此实现的。

三、PWM调制方式

PWM控制是最常用的电机调速方式，尤其是近年来IGBT和MOSFET等电力电子器件的发展，PWM的调制频率可达几十甚至几百kHz，为电机的宽转速、快响应灵活调速提供了条件。PWM控制主要是通过PWM波对桥式逆变桥功率管的开关状态进行调制达到对电流的控制和调节。根据PWM的作用时间和作用的开关管不同，可以将PWM调制分为五种模式。在每个开关管导通的120度电角度的时间内，五种调制模式如下图三所示。

图三：120度导通方式下五种PWM调制方式

(1)H_PWM-L_PWM模式：逆变桥上下桥臂采用互补的PWM信号进行调制；

(2)ON_PWM模式：在每个开关管的120度电角度导通空间中，前60度电角度保持恒通，后60度电角度进行PWM调制；

(3)PWM_ON模式：在每个开关管的120度电角度导通空间中，前60度电角度进行PWM调制，后60度电角度保持恒通；

(4)H_PWM-L_ON模式：在每个通电状态中，处于逆变桥中上桥臂的开关管采用PWM调制，下桥臂的开关管保持恒通；

(5)H_ON-L_PWM模式：在每个通电状态中，处于逆变桥中上桥臂的开关管保持恒通，下桥臂的开关管采用PWM调制。

在五种调制方式中，上下桥臂同时调制的方式，如H_PWM-L_PWM，称为“全斩波”调制模式；其他四种调制方式，称为“半斩波”调制模式。“全斩波”模式的开关损耗和定子绕组的电流脉动均是其他“半斩波”模式的两倍，而在“半斩波”的四种调制模式里，在上桥换相过程中，PWM_ON模式和H_PWM-L_ON下的转矩脉动比ON_PWM模式和H_ON-L_PWM模式下的小；在下桥换相过程中，PWM_ON模式和H_ON-L_PWM下的转矩脉动比ON_PWM模式和H_PWM-L_ON模式下的小。

考虑到控制的简单性，我们本文选择最常用的H_PWM-L_ON模式（也被称为上桥斩波下桥恒通），也即在每个通电状态中只对上桥臂进行PWM调制，而下桥臂保持恒通。以状态1为例，AB相导通，当PWM高电平时，V1、V4导通，电源通过V1、V4，电流增加；当PWM低电平时，V1关断，V4导通，电流通过二极管续流。采用H_PWM-L_ON模式能有效的降低电机的转矩脉动，特别是在高速情况下。完整的PWM控制信号如下图四所示。

图四：PWM控制信号波形图

四、反电势过零点检测方法的实现

对于反电动势为梯形波的无刷直流电机，通过检测悬空相电压的过零点，即可得到悬空相反电动势电压的过零点。但是电机的引出线一般只有 A、B、C 三相绕组的引线，能够直接检测到的物理量只有端电压和相电流，因此只有对这些物理量进行处理和运算，才能获得电机的反电动势，检测其过零点。

由于绝大部分电机的中性点并没有引出，因此无法直接将定子端电压与中性点电压进行比较来获取过零点。针对这种情况，其中一种解决方法就是将端电压与直流母线电压的一半进行比较，假定端电压等于VDC/2 的时候发生反电动势过零事件，如下图五所示。这种电路容易实现，只需在绕组引出线上接上比较器即可，故一共需要三个比较器。但是这种方法检测到的端电压信号有正负相移，而且大多数情况下电机的额定电压小于 VDC 电压，因此反电动势过零事件并非总发生在 VDC/2 处，故检测不准确。

图五：端电压与直流母线电压的一半进行比较示意图

另一种方法是将三相定子端电压通过电阻分压网络来构成虚拟中性电压，通过比较端电压与虚拟中性点电压来获取反电动势过零点，如下图六所示。但是由于电机采用PWM 调速，定子端电压上都会叠加高频干扰，影响到反电动势过零点的获取。在许多情况下，都是采用电阻分压并搭配RC低通滤波来实现的，但是这样会导致反电动势信号大幅度地衰减，并且会带来过零点的相移问题，后期要进行相位补偿，增加了控制的复杂程度。

图六：端电压与虚拟中性点进行比较

由上可见，这些方法都依赖于片外比较器，而且可能存在过零点的相移问题。我们这篇文章在六步换相法和反电动势过零点检测方法的基础上，探讨更具针对性而且实现更方便的过零点检测方法。

由图二(b)可以看出，在每个状态中，悬空相的反电动势正负号都会发生变化，故只要我们检测到其反电动势正负号跳变的瞬间，即可捕捉到其过零点。以状态1为例，此时电流从A相绕组流入，由B 相绕组流出，C相悬空。此时的电机等效电路如下图七所示：

图七：状态1电机等效电路

根据等效电路，A、B 相绕组形成电流回路，C相绕组无电流，可得：

     式(1)

式中：va、vb、vc ---- A、B、C 三相端电压；

      R、L ---- 定子绕组等效电阻、电感；

      i ---- 定子绕组电流；

      ea、eb、ec ---- A、B、C 三相反电动势；

      un ---- 定子绕组中性点电压。

      反电势是梯形波，在状态1有ea + eb = 0 ，将式(1)前两式相加，得：

    式(2)

对式(2)进行整理，得：

      式(3)

由式(1)的第三个式子可得C相反电势表达式：

    式(4)

由式(4)可见，C相反电势的表达式各项均为三相端电压，均可直接测量。要检测 ec过零，只需检测的瞬间即可。由于在该状态1内，ec为下降沿穿越零点，故只需检测ec从正到负的跳变即可。因此，当三相端电压的关系满足，即是时，说明 ec出现了过零点。捕捉到过零点后，经过30度电角度，就到达换相点，此时应该将绕组切换至状态2的通电状态（正转情况下），即应该将V4关断，保持V1导通，并将V6开通，进入状态2通电状态。等到状态2的过零条件满足时，再延时30度电角度，则应该把开关管的开关状态切换成状态3对应的状态……如此循环往复，便可实现电机的无传感器运行。

对照状态1，可以得出其他各状态的反电动势过零条件及换相说明，如下表一所示：

表一：各状态反电动势过零条件及换相说明

对照图二和表一可以看出，要实现换相，只需要在检测到反电势的过零点再延时30度电角度后，把定子绕组的通电状态切换为下一区间所对应的状态就可以了。而这种检测方法仅仅依赖于端电压，不需要中性点，也不需要片外比较器，而且运算过程简单，只需要用单片机的 ADC 模块对端电压进行采样转换后，就可以在内部进行过零事件的检测，满足条件时输出1，否则输出0。而由 PWM 调制引起的高频噪声对过零检测的干扰，可以通过基于择多函数的数字滤波器来消除。

本篇文章我们先讲这么多，关于择多函数数字滤波器的设计，将会在后面的文章中继续给大家分享。

FOC中的三种电流采样方式，你真的会选择吗？

一、前言：电流采样的作用

在FOC控制算法中，采样电流是算法实现的基础且又相当重要的一部分，准确的电流采样能给算法带来事半功倍的效果，电流采样准确了，那么为后面的坐标变换得到准确的结果打下很好的基础，用一句话来形容就是“基础不对，努力白费”，由此可见电流采样在整个FOC算法中的作用。

那么电流采样的方式一般分为三电阻、双电阻、单电阻，这三种采样方式都有其优点和缺点，方案的不同，对应的电流处理方式也就不同，系统最终运行的效果可能也会有差异，所以这三种方案也有其适用的场合。那么这篇文章会结合这三种方式来给大家进行相关的分析及总结，起一个抛砖引玉的作用，希望读者能够举一反三，有更优的方式。

图一：三种采样方式优缺点对比

二、三种硬件拓扑结构

图二：三电阻方案逆变桥连接示意图

图三：三电阻方案运放连接示意图

图四：双电阻方案逆变桥连接示意图

图五：双电阻方案运放连接示意图

图六：单电阻方案逆变桥连接示意图

图七：单电阻方案运放连接示意图

三、采样的关键之处

电流的采样有峰值电流和平均电流采样，一般比较常见的是平均电流采样及其控制，那么对平均电流的采样方式其实也有两种，一种是检流电阻放在逆变桥的上桥的下端，另一种就是上面我们逆变桥的示意图中的检流电阻接在逆变桥的下桥的下端。

一般的方式都是将采样电阻放在逆变桥下管的下端，这种方式对应的检流电路相对简单，而且对应的功耗也会降低，那么检流电阻放在逆变桥下管的下端时采集的是续流电流，然后我们可以在下桥开通的中点进行采样，此时对应的电流反映了平均电流，因此对应的电流控制就是平均电流控制。

那么，如果我们使用的是三电阻方式采样的话，选用的ADC模块必须至少要有三个通道同时采样的功能，这样才能确保采样得到的三相相电流是同一时刻的电流，此时才能保证Iu+Iv+Iw=0，这个公式成立。这样的话，才能根据下图八所以的波形，对采样窗口小的一相电流进行重新计算。

图八：SVPWM第一扇区PWM波形

而如果是双电阻采样的话，只有两个采样电阻，得到的电流无法使用Iu+Iv+Iw=0这个公式，因此，即使碰到采样窗口小的情况，如果不进行算法处理的话，双电阻方案就出现局限性了。而要想得到更好的适应场景，就必须对双电阻方案进行算法补偿，这也是双电阻方案的关键之处。

同样对于单电阻采样方案，需要根据不同的开关组合来得到对应的电流，而且需要在一个PWM周期内采样两次，这种方式更是不能满足Iu+Iv+Iw=0，只能靠算法来进行补偿修正，所以单电阻的方式更加困难，也是目前市面上的难点，如果能把难点解决，这种方式是最优且最便宜的方式。

四、电流采样方式选取

在电机控制中，对电流采样的采样转换方式一般都是使用PWM触发ADC来转换，以微芯公司的单片机为例，ADC模块会被配置为自动采样和触发转换，如下图九所示为自动采样，触发转换序列示意：

图九：自动采样和触发转换序列示意

当PWM模块设置的触发点匹配之后，触发信号就会给到ADC模块，此时上图九中的采样开关就会断开，然后ADC模块开始转换，转换完成即可得到对应的采样电流的电压信号的AD数值，在程序中使用这个数值进行算法编写验证即可。

五、三种采样方式的对比及注意事项

1、三电阻采样方式

这种方式是三种方式中较简单的，直接使用三个检流电阻采样电机的三相相电流，这样得到的结果比较直接，然后只需要根据扇区找出采样窗口小的一相，然后使用公式Iu+Iv+Iw=0，把采样窗口小的一相相电流重新计算出来，这样得到的结果准确度是最高的，后面相关算法的实现也是最好实现的，所以这是三电阻采样的优点。只是因为要使用三个检流电阻和三个运放，所以在硬件成本上会相对其它两种更高些。

图十：触发点示意图（波形不考虑死区）

2、双电阻采样方式

双电阻采样的话，采样出来的两相电流就必须直接使用了，即使出现偏差也需要去使用，这种方式不能像三电阻采样那样，可以根据其它两相算出第三相电流。也就是说，双电阻需要考虑采样窗口的问题。如果要保证采样电流准确的话，必须保证采样窗口足够大。要让采样窗口足够大的话，就需要对PWM波形进行变形处理，但是这样会增加算法的执行时间。这种方式的优点是节省了一个检流电阻和一个运放。

如下图所示，红圈前面为振荡区，如果采样窗口很小的话，只有振荡区，无法得到准确的电流，处理采样窗口，可以参照下图的方式，这样得出的电流就会更加准确。

图十一：合适的电流采样区域

3、单电阻采样方式

单电阻和前面两种方式最大的不同是它无法做到同时得到两路电流信号，即使得到了两路电流信号，推算第三路电流信号也是有误差的。Iu+Iv+Iw=0这个公式是有条件的，就是这三个电流必须是同一时刻的电流。当电机的电感量较大时，得到的这两路电流更接近于真实情况。当电机电感量较小的时候，偏差就有可能比较大，所以如果电感量大的电流，可以选择单电阻采样。

单电阻方式需要在一个PWM周期内进行两次采样，这样的话就需要对算法中开关状态进行分析，理清采样的时刻对应的重构电流属于哪一相的电流。

图十二：单电阻方案电流采样转换触发点

好了，关于电流采样的内容我们就讨论到这里，本文只是给大家提供一个思路，起个抛砖引玉的作用，期望大家能够把这部分做得更好，下次如果有机会，还会继续讨论相关的内容，谢谢大家，感谢观看！ 

如何用Simulink仿真BLDC反电动势波形

大家好，今天这篇文章跟大家分享如何使用MATLAB中的Simulink来仿真观察直流无刷电机的反电动势波形。

在正式仿真之前，我们先大致了解下BLDC和PMSM电机的反电动势形状区别，无刷直流 (BLDC) 电机其实也是永磁同步电机 (PMSM)中的一种，很多人对BLDC和PMSM的概念比较模糊，因为BLDC电机采用集中式定子绕组，所以会产生梯形波反电动势。而PMSM电机采用分布式定子绕组，产生的是正弦反电动势。所以，它们之间的主要区别在于反电动势的形状。

 那么，在实际的反电动势波形测量中，我们是怎么做的呢？正确的做法是将电机的三相线断开，然后我们对电机施加一定的外力让电机旋转，那么由于转子永磁体转动，就会在定子绕组上产生感应电动势，此时我们测量三相电机的任意一相电压，就是反电动势的波形。

所以我们要仿真观察反电动势波形，同样可以得出以下思路：

1.选定BLDC电机仿真模型；

2.保持BLDC电机三相开路；

3.施加外力让电机旋转；

4.测量反电动势波形。

接下来我们根据这4个思路，一起在Simulink环境中搭建一下仿真模型。Simulink环境如下图一所示：

图一：Simulink环境图示

我们搭建模型就是从模型库中找到相应的模块，然后拖动到仿真文件中，按照仿真框图对各个模块进行连接。首先我们从模型库中找到BLDC电机模块，具体位置如下图二所示：

图二：BLDC模块路径示意图

我们将上图二所示的BLDC电机模型拖动到仿真文件中，如下图三所示：

图三：BLDC模块放置于仿真文件中

我们使用这个BLDC模块就可以来仿真查看反电动势波形，BLDC模块的左边两个端口用于电气连接，右边的两个端口用于机械连接，电气连接就是电机的三相引线及中心点，在电机控制时，就会按照一定规律给电机的三相引线施加电压，从而驱动电机旋转。而机械连接在实际应用中就是电机轴上安装负载，比如风扇、齿轮等等，那么在我们仿真中，需要人为施加一个力让电机旋转，施加的力就通过上图三中的R端给定，而C端是机械参考点，在实际仿真中，会选择一个机械参考点进行连接。

从上面的模块我们可以看出，电机的引线不是三相，这里模块默认是将三相复合起来的，我们需要将复合端口扩展为三相端口，具体做法如下图四所示（在模块上右键，根据①②③三个步骤操作）：

图四：BLDC模块放置于仿真文件中

修改为扩展端口电机模块如下图五所示：

图五：修改之后的BLDC电机模块

对于电气连接端，我们需要让a b c三个端口开路，但是在仿真环境中，端口不能悬空，所以需要接一个开路模块，开路模块的路径如下图六所示：

图六：开路模块路径

将开路模块拖到仿真文件中，因为三个端口都需要开路连接，所以我们可以拖动三个开路模块到仿真文件中，并按照要求连接，连接好之后，如下图七所示：

图七：开路模块与BLDC电机连接示意图

然后，电气连接端的n是中心点，这里我们选用一个电气参考模块进行连接，电气模块的路径跟开路模块一致，如下图八所示：

图八：电气参考模块路径示意图

同样我们把这个模块拖到仿真文件中，然后跟电机模块的端口n进行连接，连接好之后示意图如下图九所示：

图九：电气参考模块跟电机模块连接示意图

这样我们就完成了电气端口的连接，接下来我们来看下机械端口的连接，首先端口C是机械参考端口，所以我们需要找到一个机械参考模块，具体的路径如下图十所示：

图十：机械参考模块路径示意图

同样我们需要将这个机械参考模块拖动到仿真文件中，并跟电机模块进行连接，如下图十一所示：

图十一：机械参考模块与电机模块连接示意图

然后R端需要给一个力让电机轴进行旋转，那么我们可以选用一个理想的角速度源模块（扭矩源模块），这个模块可以让电机转子沿我们指定的角轨迹运动，理想的角速度源模块路径如下图十二所示：

图十二：理想角速度源模块路径

将该模块拖动到仿真文件中，并根电机模块进行连接，如下图十三所示：

图十三：理想角速度源模块与电机模块连接示意图

理想角速度模块的另外两个端口也需要进行连接，C端同样接机械参考模块，而S端是角速度轨迹给定，我们可以给定一个常量，但是该模块是一个机械模块，所以跟它的连接需要通过一个Simulink信号跟机械信号的转换模块实现，这样才能将一个常量作为机械信号给定。因此我们就需要找到信号转换模块及常量模块，Simulink信号跟物理信号转换模块如下图十四所示，常量模块路径如下图十五所示：

图十四：Simulink信号跟物理信号转换模块路径

图十五：常量模块路径示意图

这样，我们将两个模块拖动到仿真文件中，进行连接，如下图十六所示：

图十六：常量模块与理想角度源模块连接示意图

那么为了让电机模块的电机以一定的速度进行旋转，所以这里用了一个常量模块，这个常量模块的值我们可以设定为2*pi，如何修改常量模块的值呢？可以双击该模块，直接修改，参数修改如下图十七所示：

图十七：常量模块值修改

修改之后，模块变为下图十八所示：

图十八：常量模块值修改后的模型

到目前为止，基本模型就搭建完毕了，因为是仿真，我们需求对这个模型求解，因此都会对模型施加一个求解器，求解器的路径跟Simulink信号转为物理信号模块路径一致，我们找到该模块，如下图十九所示：

图十九：求解器模块路径示意图

将该求解器模块拖动到仿真文件中，并进行相应的连接，如下图二十所示：

图二十：求解器模块连接示意图

求解器模块需要进行相应的设置，要设置为本地求解器，并设置相应的仿真时间，具体的设置参数如下图二十一所示：

图二十一：求解器模块参数设置示意图

到目前为止，整个仿真模型就全部搭建好了，当然，电机模块的参数大家可以根据实际的电机手册进行设定，该仿真模型的电机模块参数设置如下图二十二所示：

图二十二：电机模块参数设置

最后，我们要观察反电动势的波形，所以需要电压测量模块、示波器，而示波器是Simulink模块，电压测量模块的输出是物理信号，所以需要将物理信号转换为Simulink信号的模块。电压测量模块的路径如下图二十三所示：

图二十三：电压测量模块路径示意图

物理信号转换为Simulink信号的模块路径如下图二十四所示：

图二十四：物理信号转Simulink模块路径示意图

示波器路径如下图二十五所示：

图二十五：示波器模块路径示意图

这样我们把需要的三个模块都加入到仿真文件中，并进行相应的连接，可以得到完整的模型：

图二十六：最终仿真模型

接下来我们需要运行仿真，这里把仿真时间设置为1，那么点击仿真按钮，最终可以得到下面所示的反电动势波形：

图二十七：仿真设置示意图

图二十八：最终仿真反电动势波形

好了，那么到目前为止，我们已经成功通过仿真能够查看到反电动势的波形了，大家可以以这篇文章做个参考，自己搭建模型实现一遍，那么本篇文章就给大家讲这么多，更多电机驱动相关的知识，可以持续关注本公众号，谢谢大家！

没有隔离探头如何确定霍尔信号与反电动势的关系？

大家好，我是张飞实战电子的赵云老师，今天给大家分享没有隔离探头如何确定霍尔信号与反电动势的关系？

一、简介

在有霍尔传感器方波控制策略中，我们通常都必须要知道霍尔信号与绕组通电相序的关系，这样才能根据霍尔信号的状态变化，来给相应的绕组通电。而很多开发者都无法或者不好找到一个准确确定霍尔信号与绕组通电相序对应关系的方法。

那么，我们本篇文章，根据相反电动势与相电压波形同向的原理，通过测量及推导得出霍尔信号与相反电动势关系，从而得到霍尔信号与相电压的关系，最终准确确定出霍尔信号与绕组的通电相序。这样的方法，可以保证我们给出的霍尔状态与绕组通电相序在我们编写的程序第一次运行时，就能够成功让电机正常转动起来。

在《干货：实际测量三相直流无刷电机反电动势波形》这篇文章中，作为铺垫，我们讲了如何通过示波器测量电机的相反电动势及线反电动势的波形，但是这种方法，如果要再测量霍尔信号与反电动势的波形，就需要用到隔离探头了，而考虑到大多数人手中没有隔离探头，所以我们希望找到一种不用隔离探头的方法，也能准确的确定出霍尔信号与反电动势的关系。

接下来，我们就一起来看下不用隔离探头去测量霍尔信号与反电动势波形关系的方法该怎么实现？

二、不用隔离探头测量霍尔信号与线反电动势波形关系
1、准备工作

准备好待测电机、给待测电机霍尔传感器供电的开发板、示波器等，如下图一所示：

图一：测试霍尔信号与反电动势信号需准备的工具

本次测量，我们不再用其它拖动电机来拖动待测电机，而是使用手来转动待测电机轴然后利用示波器的触发功能来捕捉测量信号。

2、动手测量

在正式测量之前，先明确测量步骤，这样可以指导我们顺利的完成测量工作。具体测试步骤如下：

第一步：示波器通道一连接三相电机相线A与GND(g)的信号，通道二连接三相电机相线B与GND(g)的信号，通道三测量霍尔信号A与GND(g)的信号。顺时针转动电机测量相关波形，这一步测量完成后，得到Eag，Ebg，HALLA三个波形。然后，利用示波器的Math功能，让示波器的通道一减去通道二(Eag - Ebg = Eab)，就可以得到线反电动势Eab的波形，此时可以找出Eab跟HALLA的关系。若HALLA的上升沿跟下降沿不能对应上Eab的过零点，则通道三更换HALLB，若HALLB的上升沿跟下降沿还是不能对应上Eab的过零点，则通道三更换HALLC。最终，我们可以得出Eab与其中一个霍尔信号的对应关系。第一步测试结束。该步测试波形如下几幅图所示：

图二：测试得到的Eab与HALLA的波形关系

图二中，HALLA信号的沿跳变处没有跟Eab的过零点对应，所以通道三需要更换为HALLB，更换后，测试波形如下图三所示：

图三：测试得到的Eab与HALLB的波形关系

从图三来看，HALLB的沿跳变已经跟Eab的过零点对应上了，所以第一步测试，可以得出Eab跟HALLB的波形关系。

第二步测试：示波器通道一连接三相电机相线A与GND(g)的信号，通道二连接三相电机相线C与GND(g)的信号，通道三测量霍尔信号A与GND(g)的信号。顺时针转动电机测量相关波形，这一步测量完成后，得到Eag，Ecg，HALLA三个波形。

与第一步一致，用示波器的Math功能，得出通道一减去通道二的波形，即可确定Eac与HALLA的波形关系。测试如下几幅图所示：

图四：测试得到的Eac与HALLA的波形关系

如上图四，我们可以看出，Eac的过零点能够对应上HALLA的沿跳变，但是Eac的上升过零点对应的是HALLA的下降沿，Eac的下降过零点对应的是HALLA的上升沿，为了便于分析，我们把两者统一，也即是让上升过零点对应HALLA的上升沿，下降过零点对应HALLA的下降沿。因此我们把Math减法通道更换一下，让通道二减去通道一，得出Eca与HALLA的波形关系，如下图五所示：

图五：测试得到的Eca与HALLA的波形关系

至此，通过第二步测量，得到了Eca与HALLA的波形关系。

第三步测试：示波器通道一连接三相电机相线B与GND(g)的信号，通道二连接三相电机相线C与GND(g)的信号，通道三测量霍尔信号C与GND(g)的信号。顺时针转动电机测量相关波形，这一步测量完成后，得到Ebg，Ecg，HALLC三个波形。

与第一步一致，用示波器的Math功能，得出通道一减去通道二的波形，即可确定Ebc与HALLC的波形关系。测试如下图六所示：

图六：测试得到的Ebc与HALLC的波形关系

通过第三步测试，可以确定出Ebc与HALLC的波形关系。

到目前为止，根据三个步骤的测量，成功得出了Eab,Eca,Ebc与HALLB,HALLA,HALLC的波形关系。也就是我们成功利用不用隔离探头确定出了霍尔信号与线反电动势的关系。下一步，需要根据矢量合成图确定线反电动势与相反电动势的关系，从而得出霍尔信号与相反电动势的关系。

三、根据矢量合成图确定线反电动势与相反电动势的关系

前面写过一篇文章《电机控制中矢量图的作用》，在这篇文章中我们画出了下图七所示的基于顺时针建立的三相坐标系中线反电动势与相反电动势的关系。

图七：全坐标系内反电动势矢量及其矢量合成示意图

从图中我们知道，如果电机是顺时针转动，则Eab是超前Ea 30度电角度的，Eca是超前Ec 30度电角度的，Ebc是超前Eb 30度电角度的。根据这个线反电动势与相反转动势的相位关系，可以画出相反电动势与霍尔信号的波形。为了方便分析，下图八绘制出来三路霍尔信号与三路线反电动势的波形关系：

图八：霍尔信号与线反电动势的关系

然后根据从矢量图中得到的相反电动势与线反电动势的相位关系，绘制出如下图九所示的线反电动势跟相反电动势的波形。

图九：线反电动势跟相反电动势波形关系

四、霍尔信号与相反电动势的关系及换相顺序表

最后，把霍尔信号跟相反电动势画在一张图上，可以得出三路霍尔信号与三路三反电动势的波形关系，如下图十所示：

图十：霍尔信号跟相反电动势波形关系

最终，通过相反电动势与相电压波形同向的原理，则就能确定出霍尔信号与绕组通电的准确相序，它们的关系通过下表一列出：

表一：霍尔状态与三相绕组通电相序

五、总结
通过以上方法，配合示波器，我们成功的在没有隔离探头的参与下，确定出了霍尔信号与三相反电动势的波形关系，并确定出三路霍尔信号与绕组的通电顺序表，后面，我们在编写程序的时候，直接按照这个表的通电顺序，当对应的霍尔信号出现时，就给表中对应的通电相序，即可成功将电机转动起来。

后续，会编写程序，利用这个表的关系，去驱动电机，并给提供相关演示。更多电机驱动相关的内容，欢迎大家继续关注张飞实战电子！

直流无刷电机启动问题

大家好，我是张飞实战电子的赵云老师，今天给大家分享直流无刷电机启动问题。

直流无刷电机的启动需要知道当前转子所在位置，有传感器时可通过传感器获得转子位置信息。但在无位置传感器情况下如果不能精确地估算出转子的初始位置，将会引起电机抖动甚至失步，从而无法启动。使用最广泛的转子预定位方法，是给定一个确定的定子磁场方向，让转子旋转到转子磁场与定子磁场方向重合的位置。这就相当于已知转子位置，从而可以正确启动。如下图一所示：

图一：直流无刷电机转子预定位示意图

电机启动前，存在让转子自然静止的阻力。定子合成磁场与转子磁场的夹角决定了转子定位转矩的大小。定位转矩必须克服阻力转动至预定角度以便正确启动。但是转子的初始位置是随机不确定的，这就表示转子收到的定位转矩也是不确定的。当定位转矩小于使转子克服阻力进行预定位时，将会导致启动失败。而这些无法预定位的角度被称之为预定位盲区如图一(b)所示阴影区域。当转子静止时，其对应的盲区可以根据下列公式计算出来：

当定子合成磁场与转子磁场在盲区附近呈不能转动的夹角时，即便转子不能准确预定位到指定角度，在启动过程中也可通过直流无刷电机转矩—功角自平衡的特性把转子拉入到同步。但当定子合成磁场与转子磁场互为相反，也即是夹角在 180度电角度附近时，这种情况便会发生失步。为解决上述问题，可采用二次定位以确保转子能够正确到达预定角度。具体操作是，在原先施加的定子磁场后再施加一个与之垂直的定子磁场，如此便能保证两次驱动转子转动的过程中避开所有的启动盲区，而使得转子能可靠的完成预定位。

图二：二次定位示意图

这种二次定位的方法虽然实现了直流无刷电机的无位置传感器控制启动，但存在不能适用的工况。例如对于要求带载启动时，该方法便会有启动失步的问题。亦或者要求不能有转动直接启动的工况，该方法亦无法实现。

而高频注入法在初始位置检测时仅仅将高频信号注入到 d 轴，并不会产生转矩使电机旋转。能很好的满足不允许启动转动的场合。关于高频注入算法的一些思想，我们会在后面的文章中提及，欢迎大家继续关注，这篇文章就先分享这么多，谢谢大家。