晶体三极管放大电路静态工作点稳定的重要性讲解3

大家好！我是张飞实战电子郭嘉老师，今天给大家分享晶体三极管放大电路静态工作点稳定的重要性讲解3。

静态工作点的估算：

Ii>>Ibq，    Ubq=VCC*Rb1/（Rb1+Rb2）,

发射极电流Ibq=（Ubq-Ubeq）/Re

由于Icq=Ieq，管压降Uceq≈VCC-Icq（Rc+Re）

基极电流  Ibq=Ieq/(1+β)

此时应当指出，不管电路参数是否满足Ii>>Ibq,Re的负反馈作用都是存在的。利用戴维南定理可知，

Vbb=VCC*Rb1/（Rb1+Rb2）,Rb=Rb1//Rb2，列输入回路方程，Vbb=Ibq*Rb+Ubeq+IeqRe，可得Ieq=（Vbb-Ube）/（Rb/（1+β）+Re），当Re>>Rb/（1+β），即（1+β）Re>>Rb时，Ieq的表达式与（1+β）Re与Rb1和Rb2的大小关系来判断Ii>>Ibq。

动态参数的估算，

   图（1）                   图（2）

图（2）的电路交流等效电路如图（1）所示，电容Ce为旁路电容，容量很大，对交流信号可视为短路。若将Rb1//Rb2看作一个电阻Rb，图（1）所示的电路与阻容耦合共射放大电路的交流等效电路。

阻容耦合Q点稳定电路的交流等效电路

有旁路电容时的交流等效电路

无旁路电容时的交流等效电路

动态参数Au=Uo/Ui=-βR’L/rbe（R’L=Rc//RL）

Ri=Ui/Ii=Rb//rbe=Rb1//Rb2//rbe

Ro=Rc

倘若没有旁路电容Ce，则图4（a）所示电路的交流等效电路，如图3b所示。

图4（a）

由上图可知，Ui=Ib rbe+Ie Re=Ib rbe+（1+β）Ib Re

Uo=-Ic R’L

所以，

    Au=Uo/Ui=-βR’L  /【rbe+（1+β）Re】（R’L=Rc//RL）

Ri=Ui/Ii=Rb1//Rb2//【rbe+（1+β）Re】

Ro=Rc

若在Au=Uo/Ui=-βR’L  /【rbe+（1+β）Re】（R’L=Rc//RL）中，（1+β）Re>>rbe，

且β>>1，则Au=Uo/Ui≈- R’L/Re  （R’L=Rc//RL）

由上面可知，虽然Re使/Au/减小了，但是由于Au仅决定于电阻取值，不受环境温度的影响，所以温度稳定性好。

基本积分运算电路和微分运算电路公式推导

积分运算和微分运算互为逆运算。在自控系统中，常用积分电路和微分电路作为调节环节；此外，他们还广泛应用于波形的产生和变换，以及仪器仪表之中。他们以集成运放作为放大电路，利用电阻和电容作为反馈网络，可以实现这两种运算电路。

在上图积分的运算电路中，由于集成运放的同相输入端通过R5接地，Up=Un=0,Un为虚地。

当输入信号为阶跃信号时，若t0时刻电容两端的电压为0，则输出的电压波形如下图所示：

当输入信号为正旋波或方波时，输出电压波形分别为下图所示：

在实际电路中，为了防止低频信号增益过大，常在电容C5上并联一个电阻加以限制

下图中电阻R和电容C的位置互换，则就得到了微分运算电路

三极管放大电路直流工作点的预估

直流工作状态是指放大器处于无信号输入的状态，此时电路中各处的电压、电流都是直流量，通常又叫做静态。静态工作点（直流工作点）则是此时三极管直流电压Ube、Uce和直流Ib、Ic的统称，用Q表示。穿透电流(ICEO):在一定温度下,发射区的少数载流字能量很大,穿越基区到达集电区而形成的电流。

三极管放大电路的常见分析方法有图解法、等效电路法和预估法。本节主要介绍比较简单的方法-预估法

（1）固定偏置电路 估算法求静态工作点：

Ibq=（Ug-Ubeq）/Rb≈Ug/Rb

Icq=βIbq+Iceo≈βIbq

Uceq=Ug-IcqRc

一般情况规定将NPN型三极管看作是硅管，且Ubeq是0.7v，PNP型三极管看作是锗管，且Ubeq是0.3v，在预算法中可以忽略不计。

（2）估算静态工作点

图中所示的放大器中，设Ug=10v，Rb=100kΩ，Rc=3kΩ，若晶体管电流放大倍数β=10，估算静态工作点。

Ibq=（Ug-Ubeq）/Rb≈Ug/Rb=10v/100kΩ=100uA

Icq=βIbq+Iceo≈βIbq=10*100uA=1mA

Uceq=Ug-IcqRc=10v-1mA*3K=7v

静态工作点的设置对放大电路是很重要的，它关系到电压的增益以及波形的失真情况。因为为了使放大器达到较好的性能，必须要先设置合适的静态工作点。还有多种原因造成静态工作点不稳定，如电源的电压不稳定、三极管老化等等，其中温度的变化对三极管参数的变化影响也很大。而固定偏置电路的温度稳定性较差，只能在环境温度变化不大、要求不高的场合。

（1）分压式稳定工作点偏置电路，下图所示：分压式稳定工作点偏置电路，该电路可以有效的抑制温度变化对静态工作点的影响。其工作原理：当温度升高时，Icq增大引起Ieq相应增大，则Re上的压降Ueq=Ieq*Re也增大，Ubq保持不变，Ubeq=Ubq-Ueq，则Ubeq减小，使得Ibq减小，从而抑制了Icq的增加，达到稳定静态工作点的目的，所以Re也称为电流负反馈电阻。

Ubq=Ug*Rb2/（Rb1+Rb2）

Ueq=Ubq-Ubeq

Icq=Ieq=Ueq/Re

Uceq=Ug-Icq*Rc-Ieq*Re=Ug-Icq(Rc+Re)

如何避免OCL电路交越失真设计

大家好！我是张飞实战电子郭嘉老师，今天给大家分享如何避免OCL电路交越失真设计。

为了消除基本OCL电路所产生交越失真，应当设置合适的静态工作点，使两只放大晶体三极管均工作在临界导通或微导通状态。能够消除交越失真的OCL电路如图1所示。

图（1）消除交越失真的OCL电路

在上图中，静态时，从+12V经过R5、R6、D1、D2、R7、R8到GND有一个直流电流，它在Q1和Q2管两个基极之间所产生的电压为Ub1b2=UR6+UD1+UD2+UR7,使Ub1b2略大于Q1管发射结和Q2管发射结开启电压之和，从而使两只管子均处于微导通态，即都有一个微小的基极电流，分别为Ib1和Ib2。调节R6和R7,可使发射极静态电位Vout为0V,即输出电压Vo为0V.

当所加信号Ui按正旋规律变化时，由于二极管D1、D2的动态电阻很小，而且R6和R7的阻值也比较小，因而可以认为Q1管基极电位的变化与Q2管基极电位的近似相等，即Ub1≈Ub2≈Ui。

也就是说，可以认为两管基极之间电位差基本是一个恒定值，两个基极的电位随Ui产生相同变化。这样，当Ui>2.5V且逐渐增大时Vbe1逐渐变大，Q1的基极电流Ib1随之增大，发射极电流Ie1也必然增大，负载电阻RL上得到正方向的电流；与此同时，Ui的增大使Veb2减小，当减小到一定数值时，Q2管截至。同样道理，当Vi<2.5v且逐渐减小时， Veb2逐渐增大，Q2的基极电流Ib2随之增大，发射极电流Ie2必然也会增大，负载电阻RL上得到负方向的电流；与此同时，Ui的减小，使Vbe1减小，当减小到一定数值时，Q1管截至。这样，即使Ui很小，总能保证至少有一个晶体三极管导通，因此消除了交越失真。Q1和Q2管在Ui的作用下，其输入特性的中的图解分析如图3所示：

图（1.1）  输入特性的中的图解分析

Q1和Q2静态工作点以下，输入信号越大到越小，到Q1截至，Ui无信号，Q1又回到了静态工作点电流。

输入信号越小到越大，到Q2截至，Ui很小的时候（无信号），Q2又回到了静态工作点电流。

综上所述，输入信号的正半周主要是Q1管发射极驱动负载，负半周主要是Q2管发射极驱动负载，而且两管的导通时间都比输入信号的半个周期要长，即在输入电压很小的时候，两只管子同时导通，因而他们工作在甲乙类状态。

值得注意的是，若静态工作点失调，例如R6、D1、D2、R7中的任意一个元器件虚焊，则从12V经过R5、Q1管的发射结，R9R10,Q2的发射结到R8到GND形成一条通路，有较大的基极电流Ib1和Ib2流过，从而导致Q1和Q2有很大的集电极电流Ic1和Ic2，且每只管子的最大管压降VCE都约等于12V，以至于Q1和Q2管可能因为功耗过大而损坏。因此，R9和R10的作用就非常重要了，可以分担Q1Q2 的VCE的压降。

功率放大电路最重要的技术指标是电路的最大输出功率Pom及效率η （ 伊塔）。为了求解Pom，需首先求出负载上能够得到的最大输出电压幅值。当输入电压足够大，且有不产生饱和失真时，电路的分析如图3.2所示。

图中的I区为Q1的输出特性，II区为Q2的输出特性。因两只管子的静态电流很小，所以可以认为静态工作点在横轴上，如上图所标注的，因而最大输出电压幅值等于电源电压减去晶体管的饱和压降，即（Vcc-Vces1）。

实际上，即使不画出图形，也能得到同样的结论。可以想象，在正旋波的正半周，Ui从0逐渐增大，输出电压也随之逐渐增大，Q1管的CE管压降必然逐渐减小，当管压降下降到饱和压降时，输出电压达到最大值，其值为（Vcc-Vces1），因此最大不失真输出电压的有效值：

Uom=（Vcc-Vces1）/，假设三极管参数等一样，饱和压降也一样，即Vces1=-Vces2=Vces。

最大输出功率：Pom=Uom^2/R=(Vcc-Vces）^2/2RL+2R9 或R10    一个周期内回路阻抗2RL+2R9

在忽略基极回路电流的情况下，电源Vcc提供的电流：

Ic=（Vcc-Vces）/RLsinwt

电源在负载获得最大交流功率时，所消耗的的平均功率等于平均电流于电源电压之积，

Pv=1/Π（Vcc-Vces）/RLsinwt*Vcc dwt=2/Π*Vcc（Vcc-Vces）/RL

整理后得到，转换效率

η.=Pom/Pv=Π/4*（Vcc-Vces）/Vcc

在理想情况下，即饱和管的压降可忽略不计，R9和R10比较小忽略不计（Q1和Q2射极负反馈电阻），的情况下

Pom=Uom^2/RL=Vcc^2/2RL

Pv=2/Π*Vcc^2/RL

η.=Pom/Pv=Π/4=78.5%

这里应当注意，大功率饱和管压降为2-3v，因而一般情况下不能忽略饱和管的压降，即不能用上面的三个式子。

在功率放大电路中，应根据晶体管所承受的最大管压降Vces、集电极最大的电流Icm和最大的功耗来选择晶体管。

1、最大的管压降

从OCL电路工作原理的分析可知，两只功放管中Q1和Q2处于截至状态的管子将承受较大的管压降。假设输入电压Ui为正半周，Q1导通，Q2截至，当Ui从0开始增加到峰值时，Q1和Q2管的发射极电位Ve逐渐增加到（VCC-Vces1），因为Q2管的管压降Vec2的数值 Vec2=（Ve-0）=Ve，Vce2max=Vcc-Vces1，由于Ie平均电流比较小，R9R10阻值比较小，所以先忽略这两个电阻产生的压降。.利用同样的分析方法去分析，可得：

当Ui为下半周值时，Q1管承受最大的管压降，数值为VCC-Vces2.所以考虑要预留一定的余量，管子承受最大的压降为/Vcemax/=Vcc。

2、集电极最大电流

从电路最大输出功率的分析可知，晶体管的发射极电流等于负载电流，负载电阻上的的最大电压为Vcc-Vces1，故集电极电流的最大值为：

Ic≈Iemax=（Vcc-Vces1）/RL

考虑留有一定余量

Icmax=Vcc/RL

3、集电极最大功率

在功率放大电路中，电源提供的功率，除了转换输出功率外，其余部分主要消耗在功率管Q1和Q2上，可以认为晶体管所损耗的功率Pq=Pv-Po。当激励信号输入电压为2.5v时，即输出功率最小时，由于集电极电流非常小，使管子的损耗很小；当输入电压最大时，即输出功率最大，由于管子压降很小，使管子的损耗也很小；可见，管耗最大既不会发生在电压电压最小时，也不会发生在输入电压最大时。下面列出了晶体管的集电极功耗Pq与输出电压峰值Vom的关系，然后对Vom求管压降和集电极电流瞬时值的表达式：

Vce=（Vcc-Vomsinwt），Ic=Vom/R

L*sinwt

功耗Pq为功放管Q1和Q2管所损耗的平均功率，所以每只晶体管的集电极功耗表达式为：

瞬时最大的管压降*瞬时的电流 再求平均

Pq=1/2Π（Vcc-Vomsin wt）*Vom/RL*sin wt*dwt

=1/RL(Vcc*Vom/Π-Vom^2/4)

假设dPq/dVom=0，可以求得，Vom=2/Π*Vcc≈0.6Vcc。

以上分析表明，当Vom≈0.6Vcc时，Pq=Pqmax。 将Uom代入Pq==1/RL(VccVom/Π-Vom^2/4)  

Pqmax=Vcc^2/Π^2RL

当Vces=0时，根据Pom=Vom^2/RL=Vcc^2/2RL

Pqmax=2*Pom/Π^2≈0.2Pom/Uces=0

可见，晶体管集电极最大功耗仅为理想（饱和压降为0）时最大输出功率的五分之一。

查询手册选择晶体管时，应使用极限参数

Vbrceo>Vcc

Icm>Vcc/RL

Pcm>0.2Pom/Vces=0, Pcm集电极功耗

这里仍需要强调的，在选择晶体管时，其极限参数，特别是Pcm应留一定的余量，并且严格按照手册PCBlayout或安装散热片。

新能源汽车旋转变压器驱动电路讲解2

大家好！我是张飞实战电子的郭嘉老师，这篇文章聊一聊新能源汽车旋转变压器驱动电路讲解。

图（1）  旋变器的缓冲驱动电路

Q1和Q2管在Ui的作用下，其输入特性的中的图解分析如图3所示：

图（2）  输入特性的中的图解分析

综上所述，输入信号的正半周主要是Q1管发射极驱动负载，正负半周主要是Q2管发射极驱动负载，而且两管的导通时间都比输入信号的半个周期要长，即在输入电压很小的时候，两只管子同时导通，因而他们工作在甲乙类状态。

值得注意的是，若静态工作点失调，例如R6、D1、D2、R7中的任意一个元器件虚焊，则从VCC+12V经过R5、Q1管的发射结，Q2的发射结到R8到GND形成一条通路，有较大的基极电流Ib1和Ib2流过，从而导致Q1和Q2有很大的集电极电流Ic1和Ic2，且每只管子的管压降VCE都约等于VCC+12V，以至于Q1和Q2管可能因为功耗过大而损坏。因此，常在输出回路中接入熔断器以保护功放管和负载。

RDC 与旋转传感器配合使用，以便检测电机轴的位置和转速。在这种应用中，旋变器利用正弦波参考信号进行激励。初级绕组上的旋变器激励参考信号被转换为两个正弦差分输出信号：正弦和余弦。正弦和余弦信号的幅度取决于实际的旋变器位置、旋变器转换比和激励信号幅度。RDC 同步采样两个输入信号，以便向数字引擎（即所谓 Type II跟踪环路）提供数字化数据。Type II 跟踪环路负责计算位置和速度。典型应用电路如图 4 所示。

图（3）  旋变解码芯片AD2S1210的典型电路

  由于旋变器的输入信号要求，激励缓冲器必须提供高达 200mA 的单端电流。图 1 所示的缓冲电路不仅提供电流驱动能力，而且提供 AD2S1210 激励输出信号的增益。本电路说明性能要求及推荐的激励缓冲拓扑结构，典型旋变器的输入电阻在100 Ω 至 200 Ω 之间，初级线圈应利用 7 V rms 的电压驱动。该旋变解码芯片支持 3.15 V p-p ±27%范围的输入信号。AD2S1210的额定频率范围为 2 kHz 至 20 kHz。采用 Type II 跟踪环路跟踪输入信号，并将正弦和余弦输入端的信息转换为输入角度和速度所对应的数字量。该器件的额定最大跟踪速率为 3,125rps。